前言：中文期刊网精心挑选了数字频率计范文供你参考和学习，希望我们的参考范文能激发你的文章创作灵感，欢迎阅读。
数字频率计范文1
1)设计题目
简易数字频率计
2)设计任务和要求
要求设计一个简易的数字频率计，测量给定信号的频率，并用十进制数字显示，具体指标为：
1)测量范围：1HZ—9.999KHZ，闸门时间1s；
10
HZ—99.99KHZ，闸门时间0.1s；
100
HZ—999.9KHZ，闸门时间10ms；
1
KHZ—9999KHZ，闸门时间1ms；
2)显示方式：四位十进制数
3)当被测信号的频率超出测量范围时,报警.
3)原理电路和程序设计：
（1）整体电路
数显式频率计电路
（2）单元电路设计；
（a）时基电路
(b)放大逻辑电路
(c)计数、译码、驱动电路
（3）说明电路工作原理;
四位数字式频率计是由一个CD4017（包含一个计数器和一个译码器）组成逻辑电路，一个555组成时基电路，一个9014形成放大电路，四个CD40110（在图中是由四个74LS48、四个74LS194、四个74LS90组成）及数码管组成。
两个CD40110串联成一个四位数的十进制计数器，与非门U1A、U1B构成计数脉冲输入电路。当被测信号从U1A输入，经过U1A、U1B两级反相和整形后加至计数器U13的CP+
，通过计数器的运算转换，将输入脉冲数转换为相应的数码显示笔段，通过数码管显示出来，范围是1—9。当输入第十个脉冲，就通过CO输入下一个CD40110的CP+
，所以此四位计数器范围为1—9999。
其中U1A与非门是一个能够控制信号是否输入的计数电路闸门，当一个输入端输入的时基信号为高电平的时候，闸门打开，信号能够通过；否则不能通过。
时基电路555与R2、R3，R4、C3组成低频多谐振荡器，产生1HZ的秒时基脉冲，作为闸门控制信号。计数公式：来确定。
与非门U2A与CD4017组成门控电路，在测量时，当时基电路输出第一个时基脉冲并通过U2A反相后加至CD4017的CP，CD4017的2脚输出高电平从而使得闸门打开。1s后，时基电路送来第二个脉冲信号，CD4017的2脚变为低电平，闸门关闭，测量结束。数码管显示即为所测频率。当555第三个脉冲送过来的时候，电路保持间歇1S，第四个脉冲后高电平加至R，使计数器复位。为下一次计算准备。
（4）元件选择。
资
料
元
件
标号
封装
数量
芯片
CD40110
GK7491AG
陶瓷熔扁平
4
CD4017
62F2X6KE4
陶瓷熔扁平
1
74LS00
陶瓷熔扁平
1
74LS10
陶瓷熔扁平
1
NE555
K104G4
双列直插型号
1
显示器
七段共阴数码管
4
电阻
300Ω
4
1KΩ
1
5.1KΩ
1
10KΩ
2
100KΩ
4
1MΩ
1
10KΩ(滑动)
1
电容
1000PF
1
0.1μF
1
100μF
1
二极管
1N4148
2
发光LED
1
开关
单刀双掷
1
导线
导线
若干
三极管
9014
1
电源
12V直流电源
1
4)电路和程序调试过程与结果：
a)、设计逻辑流程：
b)、理论波形图：
c)、仿真波形图：
1)、时基电路
2）、未、已经过施密特的波形：
d)、误差分析：
本实验的误差来自多方面的原因：一、时基电路NE555的滑动变阻器调节导致误差；二、闸门开放时间与信号输入时间的冲突导致测量不准确；三、整体电路的阻抗、容抗对电路信号的影响。
对于第一点，先计算相关的滑动变阻器的相应阻值大小，然后可以在关闭电源的情况下用万用表测量后才进行测量；第二点有点系统的偶然性；第三点可以尽量减少电路布局，从而减少相应的影响。
5)总结
这个电路多处使用了集成IC芯片，让电路更加简洁明了，并且提高了电路的安全性、可行性，减少了整个电路的功耗和整个电路的布线。但是此电路没有完全地符合实验要求：首先，整个电路没有施密特触发器，输入信号放大电路，数码管的小数点驱动，满位报警电路。因此我首先加入以三极管9014为核心的放大电路；然后用74LS00两个双输入与非门构成施密特触发器，对输入信号进行整形；对于报警电路，由于集成IC没有译码电路引脚，所以选择了一个8输入与非门和一个74LS00结成，这样可以充分考虑到唯一性；还有就是它的计数不是直接显示频率，而是显示一个数字，再与闸门的时候计算才可以得出真正的频率。
总体来说，电路还是存在一点小问题没有得到很好的解决，因为74LS00组成的施密特触发器没有很好地整形波，在示波器上出现脉冲波，还得于计算，可以改为以NE555组成的施密特电路。改用其他的数码管驱动，从而驱动小数点。
通过这次实验，让我认识到数字电路的万千变化，集成IC的推出，大大提高安全性和可行性。理解了科学就是力量。最主要是学习到设计电路的思想以为加强自己的焊接能力。让自己的电子技术更上一层楼。
附录：完整的电路PCB图，完整的源程序名列表（不需要把源程序打印出来，作为电子文档提交）。
数字频率计范文2
【关键词】数字频率计;单片机;显示
1.引言
数字频率计是直接用十进制码来显示被测信号频率的一种测量装置。作为一种基础测量仪器，已在教学、科研、高精度仪器测量、工业控制等领域有较广泛的应用。
试验中设计的频率计测量的频率范围在1Hz-10MHz之间。能够测量任何该频率段内的周期信号的频率，延时要小，测量迅速，以十进制数显示，便于读数，单位以Hz或KHz显示，自动转换单位。
方案1：目前市场上的频率计多数使用专用计数芯片和数字逻辑电路计数，测量原理图如图1所示。
图1 计数芯片设计频率计的基本原理
计数芯片是通过外部时钟电路产生的时间基准信号控制计数器的计数和保持状态的，计数器的测量精度很大程度上就取决于时间基准信号的精度。其次，要实现量程转换，需要人为选择量程，对时钟电路产生的时间信号分频得到不同量程所需的时间基准信号，完成一次计数后要对电路产生控制信号送入计数器，使计数器清零以便下一次计数，这使得电路比较复杂。再者，这种专用芯片的价格比较高，就决定了制作的频率计的成本会很高。基于以上考虑，就否定了这种用计数芯片计数的方法。
方案2：现在单片机的使用比较广泛，我们可以考虑用单片机设计频率计。使用单片机设计时通常采用两种办法：1）使用单片机自带的计数器对输入脉冲进行计数，或者测量信号的周期;2）单片机外部使用计数器对脉冲信号进行计数，计数值再由单片机读取。这里我们用第一种的直接测频法。以AT89C2051单片机为核心，利用其内部的定时（计数）器来完成待测信号频率的测量。单片机的其中一个定时/计数器定时，另一个计数。另外还可以通过软件编程实现自动换档，使电路结构大为简化。
比较以上两种方案，很容易发现两者的优缺点：
方案1需要人为选择量程，电路复杂，专用芯片的价格比较高，制作的频率计的成本高;
方案2可实现自动换档，取材方便、电路简单，制作成本低。
从而确定了使用单片机计数的方案。
2.数字频率计的基本原理
频率的定义是单位时间（1s）内周期信号的变化次数。若在一定时间间隔T内测得周期信号的重复变化次数为N，则其频率为：
F=N/T
所以测频就是测量单位时间内脉冲个数，则首先就要对输入信号整形，变换成矩形脉冲，送入计数，计数完成后显示频率值。据此，设计原理如图2所示。
图2 数字频率计的基本组成
3.软件设计
软件部分主要包括实现选择对不同分频信号计数程序、对数据处理程序及显示程序。为使CPU不把大部分时间用在等待定时/计数结束，数码管在单片机在计数的同时仍能显示，就需要采用中断方式。在主程序中，对定时/计数器设初值并开中断，运行显示程序，当T0定时到时产生中断，在中断处理子程序中对数据处理，并重新对定时/计数器设初值。由于中断服务子程序时间非常短，所以视觉上数码管没有停止显示。
具体的工作过程为：
通过软件设置单片机P1.5和P1.6，即设置了数据选择器的地址端A和B，选择对100分频的信号测频，清零标记位（25H）.0表示选择100分频;T1清零，T0定时100MS同时启动T1计数和T0定时;
定时到时产生中断，T1停止计数，判断标记位（25H）.0，为零表示单片机对100分频的信号计数100MS，判断计数值是否小于5000，（小于5000说明信号未经分频的频率值小于5MHz），若大于5000表明信号频率大于5MHz，信号实际频率为：计数值×100×10Hz，所以信号频率值可直接用计数值表示，单位为KHz;
若计数值小于5000，继续判断计数值是否小于500（小于500说明信号未经分频的频率值小于500KHz），若大于500表明信号频率在500 KHz-- 5MHz内，这时就没必要对信号100分频，只需要10分频就可以，通过软件设置单片机P1.5和P1.6，即设置了数据选择器的地址端A和B，选择对10分频的信号测频，标记位（25H）.0置1，标记位（25H）.1置1，表示计数值为10分频的计数，重新把T1清零，T0定时100MS同时启动T1计数和T0定时，定时到时产生中断，T1停止计数，判断标记位（25H）.0为1，表示不是100分频的计数，判断标记位（25H）.1为1表示计数值为10分频的计数，信号实际频率为：计数值×10×10Hz，所以信号频率值为计数值除以10，单位为KHz，实际上可以直接在计数值的左边第二位加小数点，表示对计数值进行了除以10的处理，设置标记位P1.7为1，表示是分频的计数，需加小数点，这时需要把所有标记位清零以便下一次计数;
若计数值小于5000也小于500说明信号未经分频的频率值小于500KHz，这时就没必要对信号分频，通过软件设置单片机P1.5和P1.6，即设置了数据选择器的地址端A和B，选择对不分频的信号测频，置1标记位（25H）.0清零标记位（25H）.1，表示计数值为不分频的计数，重新把T1清零，T0定时100MS同时启动T1计数和T0定时，定时到时产生中断，T1停止计数，判断标记位（25H）.0为1，表示不是100分频的计数，判断标记位（25H）.1为0，表示计数值不是10分频的计数，所以计数值为不分频的计数，信号实际频率为：计数值×10Hz，所以信号频率值为计数值乘以10，单位为Hz;但在低频时，如果信号频率小于10Hz，计数100MS就无法测量信号频率，所以这时还有必要重新对T0置数，使其定时1S，T1也重新计数，设置标记位P3.2为0表示计数值是1S的计数，不用对计数值乘10。
由以上分析可知，通过软件编程就可实现量程的自动转换。
计数完成后需要对数据处理：
（1）由T1得到的计数值为二进制，需要转换为十进制才能显示，可通过软件编程实现;
（2）进制转换完后卫压缩的BCD数，要把压缩BCD数转换为分离BCD数。
程序流程图如图3、4、5所示。
各子程序流程图如图5所示。
4.总结
把已知频率的标准信号输入到制作好的频率计上，观察频率计显示数值发现与标准信号的频率值存在一定的延迟和差值，这种误差的产生主要是因为电路中各芯片的延迟和程序中对T0定时和T1计数时间并不是完全相等。但测得值与标准值相差不大，考虑到做模拟电路实验时用到的频率范围及对频率计的性能要求，在此制作的频率计完全可以应用在模拟电路实验中。
注：由于某种原因，在此，设计的程序不予刊发。
参考文献
[1]童诗白.模拟电子技术基础[M].北京：高等教育出版社，2002，5.
[2]阎石.数字电子技术基础[M].北京：高等教育出版社，2004，4.
[3]余家春.PROTEL99SE电路设计使用教程[M].北京：中国铁道出版社，2003，1.
[4]王廷才.电子线路辅助设计PROTEL99SE[M].北京：高等教育出版社，2004，8.
数字频率计范文3
关键词:数字幅频均衡 FIR滤波器 互补推挽放大器
中图分类号: TQ153文献标识码:A 文章编号:1007-3973 (2010) 03-083-02
1方案设计
1.1幅频均衡算法的设计
采用线性滤波器。相对于自适应滤波器而言,以无限冲击响应(IIR)和有限冲击响应(FIR)为代表的数字滤波器属于经典滤波器,它滤波的频率是固定的,不随时间变化。设计时需要知道输入信号的特性,并据此设计滤波器的参数,确定幅频均衡电路的输出特性。有限冲激响应FIR滤波器在整个频率范围内均可提供精确的线性相位,而且总是可以独立于滤波器的系数保持BIBO稳定,因此将FIR滤波器作为设计首选。
1.2功率放大电路的设计
采用互补推挽放大电路。互补推挽放大电路由两个极性相反的MOS管组成,音频输入信号作用于两管的基极。当信号处于正半周时,NMOS管工作在导通状态,输出正半周信号,而PMOS管处于截止状态;当信号变化到负半周后,原先导通的NMOS管截止,而原先截止的PMOS管进入导通状态,信号由PMOS管输出。最后信号在负载上合并为一个完整周期波形。推挽电路的效率优于70%,但是要求两个MOS管放大性能相近,否则将出现明显失真。
1.3系统总体设计方案
本系统由前置信号放大电路、带阻网络、包含A/D、D/A和FPGA的幅频均衡器和功率放大电路组成,其总体框图如图1所示。系统工作时,输入信号首先由前置信号放大电路放大,再经过带阻网络对固定频点的信号进行衰减,然后信号进入幅频均衡器,均衡器的A/D对模拟信号采样,之后用FPGA对采样数据进行数字处理,实现幅频均衡,最后由D/A将数字信号转为模拟信号。末级功率放大电路对输出信号进行功率放大,并输出至负载。
2理论分析及参数计算
2.1前置放大电路的设计与计算
前置放大电路要求在输入信号vi的电压有效值小于10mV时,放大倍数不小于400倍。题目要求增益固定,因此直接采用OPA211和OPA604级联放大。OPA211是TI公司的一款低噪声( )、低功耗、精密运算放大器,当G=100时,GBW=80MHz;OPA604是TI公司的一款低失真(0.0003% 在1kHz),低噪声的运算放大器,GBW=20MHz。OPA211构成511倍前级同向放大器,OPA604构成2倍放大电路,因此总增益为1022倍,输出端接600 电阻,满足输出阻抗要求。经测试,该电路在20Hz~20kHz范围内信噪比大于50dB,性能优越。
2.2功率放大电路的设计与计算
功率放大电路采用互补推挽的形式。前级运放采用AD811,这是一款宽带,低噪声、低失真、高摆率的运算放大器,用其隔离前后级电路,同时将信号放大2倍。并将AD811的输出信号驱动两个极性相反的MOS管,当信号正负变化时,两个MOS管轮流导通,最后输出完整的波形。调整电位器的阻值,改变MOS管驱动电压和静态工作点,使输出信号最佳。
3数字幅频均衡电路的设计
数字幅频均衡器将带阻网络的输出信号量化采样后,对数字信号进行幅频均衡,补偿带阻网络的衰减,再将处理后的信号经过D/A后转为模拟信号,当以10kHz输出信号幅度为基准时,使20Hz~20kHz以内的电压波动幅度小于.5dB。
数字幅频均衡电路的核心器件为FPGA,并需要A/D,D/A对信号采样和转换。前级带阻网络的输出信号波动大于10dB,所以A/D的输入范围要大,位数尽量高,以满足数字滤波器的精度要求。根据奈奎斯特定理,采样率至少为40kHz,但采样率太大会使数字滤波器的阶数很高,所以实际采样率设为100kHz,每周期至少采5个点。用LTC1606作为采样A/D,该芯片是16-Bit,最大采用率为250ksps的高精度模数转换器,其电压输入范围为0V,功耗只有75mW。D/A同样要求位数尽量高,使重建后的波形逼近真实信号。且速度至少大于40ksps。
4数字处理算法的设计
记理想状态下带阻网络(bandstop)的传输函数为 Hbs( )。实际的测量得到的带阻网络特性曲线H’bs( )如图5,在10kHz时信号衰减为-9.8dB,在700Hz处衰减为-21.2dB,差值为11.4dB。但实际电路使用的元件并非理想值,参数的变化改变了带阻网络的传输特性,使实际电路的幅频特性 | H’bs( )|与理论值|Hbs( )|存在一定差距。
数字均衡器作为一种反向补偿电路,它的频率响应与前级带阻网络的频率特性相反,补偿后的频率响应稳定不变,其频率响应Hbp( )实际上类似一个带通网络(bandpass),且满足
| H’bs ( )||Hbp( )|=k(k为常数,此处设k=1)(1)
当|Hbp( )|满足(1)式时,就能保证带阻网络和幅频均衡器组成的网络在通带范围内的幅频曲线保持平坦,如图1所示,幅频均衡电路补偿了带阻网络的衰减。
图1带阻网络幅频特性
但带阻网络实际的传输函数H’sp(r)非理想值,无法用简单的方程表示,所以在得到带阻网络幅频曲线的部分抽样点后,利用MATLAB,由|Hbp(r)|=1/| H’sp(r)|,得到均衡器幅频特性Hbp(r)部分离散点,如图5所示,再使用MATLAB的曲线拟合工具箱cftool,就能得到近似的Hbp(r)曲线。
当确定了幅频均衡电路的幅频特性曲线后,该曲线即为FIR滤波器的幅频响应。一般的FIR滤波器的系统函数为:
(3)
根据FPGA的资源与实际的幅频特性,设计为1500阶的FIR滤波器,该滤波器占用43个M4K单元,带内最大波动小于为.25dB,现有的EP1C12Q240C8 FPGA的资源足够。
使用MATLAB的firpm函数得到其系数。firpm函数采用Parks-McClellan算法来计算最优滤波器的系数。 Parks-McClellan算法应用切比雪夫定理和remez迭代算法,通过加权切比雪夫算法,设计FIR滤波器,并利用remez算法,使设计的滤波器与理想滤波器之间的加权误差最小。该函数返回值为相应的的最优等波纹滤波器的系数。
由于A/D的有效位数为16Bit,所以FIR滤波器的系数也设置为16Bit,据此设计的乘累加寄存器共有33位,最高位为符号位。再将得到的系数代入FPGA冲激响应h[n]中,并与输入信号卷积即得到均衡后的信号。
5 系统总体电路和软件的设计
前置信号放大电路采用OPA211和OPA604对输入信号进行固定增益放大,放大总增益为1022倍,电路的-1dB带宽可达20Hz~20kHz,信噪比优于50dB。带阻网络根据题目提供的电路搭建,在以10kHz输出的正弦信号幅度为基准时,在700Hz的频率点达到-11.4dB的最大衰减,超过了题目要求。数字幅频均衡器由FPGA构成的最小系统、A/D、D/A三部分组成。模数转换器LTC1606采集到数字信号后,送入FPGA内的幅频均衡模块进行数字信号处理,其中,幅频均衡模块为一个1500阶的FIR滤波器,时域信号在FPGA内做卷积运算,计算结果由数模转换器DAC904再转为模拟信号输出,完成幅频均衡功能。最后一级电路为功率放大模块,该功率放大模块采用互补推挽放大电路,使用运放和外部分立的MOS驱动管搭建,当负载为8R电阻时,效率为65%,输出功率为13W。
参考文献:
[1]黄根春.电子设计教程[M].电子工业出版社,2007.
[2]夏宇闻.Verilog数字系统设计教程[M].北京航空航天大学出 版社.
[3]马忠梅.单片机的C语言应用程序设计(第三版)[M].北京 航空航天大学出版社,2004.
数字频率计范文4
关键词：数字频率计 AT89S51单片机 C语言
中图分类号：TM301.2 文献标识码：A 文章编号：1007-9416（2013）06-0193-02
频率是电子技术中的一种最基本的参数，并与其它电参数的测量方法和测量结果有着密切的联系，因此，频率的测量在计算机、通讯设备、音频视频等教学、科研、工业生产领域显得尤为重要，测频方法的研究也备受人们关注。频率计作为测量仪器的一种，它的基本功能是测量信号的频率和周期，应用范围非常广泛。传统的模拟频率计主要以硬件电路为主体，存在许多局限，因此已不能满足实际的需要。伴随着单片机的出现和广泛应用，使传统的频率计在原理、功能、精度、速度方面都有了较大变化。目前，市场上有多种高精度、高速度的数字频率计，但性价比较低。为适应实际市场需求，本文提出了一种基于AT89S51的高精度数字频率计的设计与实现方法，该方法以AT89S51单片机为控制核心，充分应用其软件和硬件资源，设计并实现了数字频率计的计数和显示部分。实验证明，该方法充分发挥了单片机高速准确等优点，具有体积小、速度快、准确度高等特点。
1 基于AT89S51的数字频率计的设计原理
数字频率计的原理框图如（图1）所示，待测信号通过脉冲形成电路进行放大与整形，然后送给单片机，由单片机对脉冲的输入个数进行计数，最后经LED数码管将计数结果显示出来，从而得到被测信号的频率。
它以测量周期的方法对正弦波、方波、三角波的频率进行自动测量，结果直接用十进制数字显示出来。
计算方法是：在一定时间间隔T内测周期性信号的重复变化次数N，则其频率可表示为f=N/T。其中脉冲形成电路的作用是将被测信号变成脉冲信号，其重复频率等于被测频率fx。
该数字频率计能够对0-250KHZ的信号频率进行准确计数，计数误差不超过±1HZ。
2 基于AT89S51的数字频率计的硬件设计
该数字频率计选择了AT89S51作为核心计算控制部件，主要是因为其具有灵活的编程和调试特点，而且引脚比较多，便于电路的扩展。它集成了CPU、4K字节的程序存储器、128字节的RAM、2个16位定时器/计数器、一个5中断源两个优先级的中断结构、一个双工的串行口、片上震荡器和时钟电路，具有40个引脚，32个外部双向输入/输出（I/O）端口。同时，它的工作速度较高，晶振频率可达到24MHz，一个机器周期仅用500ms，比MCS-51系列单片机快了一倍。
3 基于AT89S51的数字频率计的软件设计
4 仿真调试
本次设计结果在Proteus和Kell环境下进行了联合调试。经过Kell软件调试无误后，生成HEX十六进制文件，HEX文件应该与源程序放在同一目录下，否则仿真出现错误。然后将HEX文件加载到AT89S51单片机中，将脉冲频率设置好输入到仿真软件中，即可测出脉冲频率。
5 结语
本文采用AT89S51单片机来实现一种高精度数字频率计，该频率计将待测信号经过整形后输入AT89S51单片机，然后由单片机控制内部计数器采用周期测量法对待测信号进行计数，再经运算处理得到准确测量结果，并由8位动态数码管实时显示。系统的各个单元经过软硬件的设计与调试后，形成了一套功能完善的频率测试计，从测量结果来看，系统能够高速准确的测量信号频率。与传统频率计相比，该方法充分发挥了单片机高速准确等优点，具有体积小、速度快、准确度高等特点。
参考文献
[1]刘竹琴，白泽生.一种基于单片机的数字频率计的实现[J].现代电子技术，2010（1）：90 -96.
[2]朱雪枝，王学伟.自动分频法宽量程频率测量技术及实现[J].北京化工大学学报，2004，31（1）：91-93.
[3]陈明莉.单片机精确测量信号频率[J].软件导刊，2007（4）：13-14.
[4]凌振宝，叶剑峰，孙正光.多功能数字频率计的设计与研究[J].吉林大学学报（信息科学版），2011（4）：95-101.
[5]李育红.基于 STC12C5A08S2. 单片机频率计的设计与实现[J].科学之友，2011（16）：151.
数字频率计范文5
关键词：数字音频功率放大器； NBDD； Dead-Time； 开关放大器
中图分类号：TN727-34文献标识码：A
文章编号：1004-373X(2011)01-0175-04
Design of High Efficiency Digital Audio Power Amplifier Based on NBDD
TANG Xiong-hui
(Hunan People's Broadcasting Station 201 Department, Xiangtan 411102, China)
Abstract： The digital audio power amplifier has the characteristics of small volume, light weight and high efficiency. In order to improve the SNR and reduce the order of low bandpass filter, an optimized design scheme of high efficiency digital audio power amplifier is introduced through adopting NBDD technology to PWM design, and applying Dead-Time to switching amplifier.
Keywords： digital audio power amplifier; NBDD; Dead-Time；switching amplifier
0 引 言
近年来，随着数字化优势的体现［1］，很多尚未数字化的领域正在逐步加入到数字化的行列中来。数字化处理后的语音信号在到达模拟功率放大器之前，必须进行D/A转换，以便被功率放大器放大，因此从完全数字化的进程看，功率放大器数字化模式势在必行。
功率放大器通常根据其工作状态分为5类：即A类、AB类、B类、C类［2］和D类［3］ 。其中，前4类均可直接采用模拟音频信号直接输入，放大后将此信号用以推动扬声器发声。D类放大器比较特殊，它只有通和断两种状态［4-5］，因此它不能直接输入模拟音频信号，而是需要将信号进行某种变换后再放大。
数字音频功率放大技术就是采用了全新的放大体制，功放管工作于D类开关状态，与传统模拟功放相比，具有体积小、功率大［6］，与数字音源无缝结合、能有效降低信号间的传递干扰、实现高保真等优势，具有广阔的发展前景。
本文提出了高效数字功率放大器的优化设计方案，将双边带三电平自然采样法(NBDD)［7］脉宽调制技术引入数字功放的脉宽调制设计中，降低了低通滤波器设计阶数、改善了信噪比；通过将Dead-Time(死区时间)技术引入开关放大器的设计中，减小了开关放大器的串通损耗和漏源电容损耗。
1 优化方案实现原理
此方案采用的是两个独立的通道，可单独、同时完成信号的数字处理和功率放大，并可桥接成一个通道进行信号的数字处理和功率放大［8-9］。每个通道工作在半桥工作模式下，又可桥接成全桥工作模式进行工作。其实现原理如图1所示。
输入的模拟音频信号首先经隔离放大器进行放大，同时进行低通滤波。低通滤波器采用的是二阶Butterworth低通滤波器，截止频率为37 kHz，3 dB带宽为22 kHz。滤波过后的信号与反馈回来的音频信号一起送到误差放大器进行误差放大，输出放大的误差音频信号。将放大的误差信号和载波信号送到脉宽调制器，进行NBDD调制产生PWM信号。载波信号是由三角波发生器产生的高线性度的模拟三角波信号，频率为230~280 kHz可调。PWM信号插入Dead-Time后送到浮动电源和自举相结合的驱动器进行预放大，放大了的PWM信号驱动由场效应管组成的半桥开关放大器进行功率放大，输出功率PWM信号。经开关放大器放大的PWM信号被采样作为反馈信号送到误差放大器。功率PWM信号送到低通滤波器还原出模拟音频信号。当需要桥接单通道输出时，只需在两半桥输入端送入等幅反相的音频信号，并将负载接于两半桥输出端即可。为了增加模块的可靠性，设计时同时考虑了各种误操作对模块造成的损坏，并提供了故障指示功能，帮助整机及时准确查找问题，便于模块进行维修。
图1 高效数字功率放大器原理图
2 NBDD调制技术的实现
NBDD调制技术的具体实现如图2所示。
图2 NBDD调制技术实现框图
输入的模拟音频信号首先经隔离放大器进行放大，再与反馈回来的音频信号一起送到误差放大器，输出放大的误差音频信号。将放大的误差信号和载波信号送到脉宽调制器，进行NBDD调制。载波信号是由三角波发生器产生的高线性度的模拟三角波信号，频率为230~280 kHz。
此处的重点在于实现高线性度的三角波发生器和高速比较器。三角波的非线性会直接影响PWM调制器的线性度，整机的失真度；为了能良好的还原音频，PWM开关频率不能低于200 kHz，因此需要采用高速比较器。调制方式不仅影响到音频带内的性能指标，而且对放大器系统的高频辐射性能(EMC)有着决定性的影响。因此从音频输入至脉宽编码完成链路上，所采用的音频放大器、误差放大器应具备高的输入阻抗、低的工作电流、宽的增益带宽、快的上升速度、良好的共模抑制比、低的漂移电压等技术指标；比较器应具备响应速度快、功耗低、输入偏移电压小等特点。
3 引入Dead-Time的开关放大器优化设计
开关放大器的主要特点就是高效，因此其优化设计主要应体现在进一步减小各类损耗，真正体现其高效率的特点。
通过串通损耗产生的原理，可以在栅极驱动电压上想办法，在上管完全截止后再让下管开始导通，在下管完全截止后再让上管开始导通，这样就可以减小串通损耗，同时又可以减小结电容Cds损耗。这种为了解决串通损耗而在两驱动信号之间按“延迟导通，正常截止”的原则，加入的时间称为Dead-Time［10］(死区时间)，原理详见图3。图中分析的是工作在一个开关臂上的两个N沟场效应管。
图3 引入Deed-Time前后信号对比
4 各项指标测试
指标测试主要采用的是国际上通用的音频专用测试仪Audio Precision System One。Audio Precision System One是由全球最大的音频测试仪器制造商美国Audio Precision公司制造。
电源经电流表送到被测样机的电源插座上；电源输出的正、负端间并联电压表，电压表和电流表分别用于测试电源输出的电压和电流，从而可以计算出电源输出功率。被测样机的音频输入端接音频测试仪的音频输出端，功率音频输出端分别连接音频测试仪和标准功率电阻，被测样机输出的功率信号送到标准负载上，同时送到音频测试仪上进行分析测试。由计算机控制选择音频测试仪 Audio Precision System One的输出信号频率、幅度等特性，并选择需要测试的指标，同时将测试结果显示到计算机上。
4.1 功能指标测试
将模块按正常情况进行连接。如无特殊要求音频输入频率为1 kHz的正弦波，电源电压为±120 V。测试插座XSZ的8脚，如为高电平(+SV)则表示模块处于保护状态，音频输出脚无信号输出;如为低电平(OV)则表示模块处于正常工作状态，音频输出脚有信号输出。
测试项目及测试情况分别为：
(1) 静音控制：输入静音信号，音频输出脚无信号输出，XSZ的8脚为高，模块处于保护状态，响应外部静音控制；
(2) 电源过压保护：将+120 V电源升至+128 V，负电源保持不变，模块进入保护状态；将-120 V电源降至-128 V，正电源保持不变，模块进入保护状态；
(3) 电源欠压保护：将+120 V电源降至+100 V，负电源保持不变，模块进入保护状态；将-120 V电源升至-100 V，正电源保持不变，模块进入保护状态；
(4) 电源反接保护：将电源正负反接，模块无损坏进入保护状态；
(5) 电源过流保护：输出标准负载换为2 Ω，加大输入音频信号幅度，当输出功率超过2 800 W时，音频输出脚无信号输出，XS2的8脚为高，模块处于保护状态；
(6) 高温保护：用高温温箱对模块进行加热，当模块内部温度达到+80 ℃时，音频输出脚无信号输出，XS2的8脚为高，模块处于保护状态；
(7) 输出对地保护：将模块输出音频脚与地短接，音频输出脚无信号输出，XS2的8脚为高，模块处于保护状态；
(8) 输出短接保护：将模块输出音频脚相互短接，音频输出脚无信号输出，XS2的8脚为高，模块处于保护状态；
(9) 保护指示：当模块进入任一保护态时，XS2的8脚为高，模块处于保护状态。
从以上测试结果可以看出本文数字功率放大器在静音控制、电源过压保护及电源欠压保护等多方面都可以满足稳定工作的要求。
4.2 技术指标测试
音频输入频率为1 kHz的正弦波，电源电压为±120 V。用计算机控制选择音频测试仪Audio Precision System One的设置，根据不同的指标测试选择测试项，测试结果如表1,图4~图6所示。
4.3 测试结果分析
将测试指标［11］与传统模拟功放和国外一流数字功放制造厂家进行对比，结果如表2所示。由对比结果可以看出样机的各项性能指标与国际知名厂家的专业功放基本一致。
图4 1 000 W/4 Ω样机频响指标测试结果图
图5 1 000 W/4 Ω样机噪声低电平指标测试结果图
图6 1 000 W/4 Ω样机失真度指标测试结果图
高效数字功率放大器优化设计方案通过样机的研制开发验证合理可行，且实现了音频信号高效率、高指标放大，在大功率领域的开发取得了较为理想的效果，采用NBDD脉宽调制方式，实现了高质量脉宽调制，完美再现脉宽调制波形，失真度指标高，为提高系统可靠性所采取的各种保护措施都取得了预期的效果，提高了系统的可靠性。
表1 技术指标测试表
失真度频率(5~20 kHz)响应信噪比效率
指标要求THD+N%≤0.5%，满功率
THD+N%≤0.05%，1/8功率110 dB≥90%
实际测试情况THD+N%≤0.48%，满功率
THD+N%≤0.03%，1/8功率120 dB≥93%
表2 与传统模拟功放和国外一流数字功放制造厂家对比结果
技术指标2 000 W数字功放模块样机德国EVP3000型模拟专业功放意大利POWERSOFT公司K6型数字专业功放
输出功率
8 Ω2×650 W2×750 W2×1 300 W
4 Ω2×1 300 W2×1 200 W2×2 500 W
桥接输出功率
8 Ω2 600 W2 400 W5 000 W
4 Ω3 000 W3 000 W7 200 W
失真度≤0.05%≤0.01%≤0.05%
信噪比≥120 dB>110 dB>110 dB
效率93%40%90%
5 结 语
采用NBDD调制方式对音频信号进行脉宽调制采样，加入Dead-Time后，再经由浮动电源和自举相结合的驱动方式对脉宽调制信号进行放大，放大了的脉宽调制信号驱动半桥工作模式下的开关放大器进行功率放大，实现了高效率数字音频功率放大器的优化设计，在方案设计中所采取的各种优化设计取得了一定的效果，分析计算方法合理可行。
参 考 文 献
［1］张玉兴，赵宏飞.射频与微波功率放大器设计［M］.北京:电子工业出版社,2006.
［2］黄济青，黄小军.通信高频开关电源［M］.北京:机械工业出版社,2005.
［3］康华光，陈大钦.电子技术基础：模拟部分［M］.4版.北京:高等教育出版社，2005.
［4］NYBOE F, RISBO L, ANDREANI P. Efficient perfo-rmance simulation of class D amplifier output stages［J］. IEEE NORCHIP Conference, 2005, 32(3): 23-26.
［5］CHANG J S, TAN Meng-tong, CHENG Zhi-hong, et al. Analysis and design of power efficient classed amplifier output stages ［J］. IEEE Trans. on Circuits and Systems, 2000, 47(6):897-902.
［6］杨玉岗.现代电力电子的磁技术［M］.北京:科学出版社，2003.
［7］NIELSEN Karsten. Audio power amplifier techniques with energy efficient power conversion ［D］. Denmark: Department of Applied Electronics, Building 451 Technical University of Denmark.1998.
［8］ROJAS-GONZALEZ M A, SANCHEZ-SINENCIO E. Design of a class D audio amplifier IC using sliding mode control and negative feedback ［J］. IEEE Trans. on Consumer Electronics, 2007, 53(2): 609-617.
［9］JEONG J H, SEONG H H, YI J H,et al. A class D swi-tching power amplifier with high efficiency and wide bandwidth by dual feedback loops［J］. IEEE Trans. on Consumer Electronics, 1995: 428-429.
［10］Texas Instruments Inc. AHC/AHC, HC/HC, and LV CMOS logic data book[M]. [S.l.]: Texas Instruments Inc., 1997.
数字频率计范文6
关键词：真有效值 数字显示 频率测量 TLV3502[3] 高速比较器
中图分类号：TP311.52 文献标识码：A 文章编号：1007-9416（2015）07-0000-00
1 总体方案设计
交流毫伏表系统包括：数据采集部分、数据处理部分、结果显示部分等三个主要组成部分。其中真有效值交流/直流转换器是核心元件。本设计采用高精度AD637芯片，量程为Vopp：0～10V，精确度为0.05%RDG+0.25mV。
系统设计的总体思路：首先将模拟信号通过放大电路将电压值转换到RMS-DC变换器的工作电压范围内，然后用单片机的自带的AD直接读取变换的结果，最后在LCD上示。若输入的被测信号电压不在合适的量程之内，单片机经过判断后控制模拟开关对放大电路作相应的调整，以实现仪器智能转换量程的功能，并起到了保护后续电路的作用。
系统原理框图如图1所示。
由系统原理框图1可知，系统只要由电压测量和频率测量两大部分组成。电压测量部分是：模拟信号输入后经过程控放大器对信号进行适当的放大，放大后的信后就进行真有效值转换，转换后的信号直接输入单片机，然后通过单片机自带的A/D模块进行模数转换，然后用单片机处理程序判断信号是否放大适合的倍数，如果放大倍数合适就直接在LCD上显示，如果放大倍数不合适，单片机处理程序按照输入信号的大小重新选择合适的放大倍数，已达到自动量程转换的效果。频率测量部分：信号经过程控放大后进入波形整形电路，将输入的波形通过过零比较器整成方波，然后用单片机的定时器的计数功能在1秒钟内记录高电平的次数，得到的结果就是输入信号的频率，最后在LCD上显示出来。
2方案设计
在设计方案中，系统功能模块主要涉及到系统的组成和元件的选择。系统模块主要包括：程控放大器模块、真有效值直流（RMS-DC）变换模块、频率测量等三个主要组成部分。
2.1 真有效值直流变换模块设计方案
单片集成电路AC/DC真有效值转换芯片，内部集成了实现算法求取有效值的各种电路，能将任意波形的交流电压信号直接转换成与其有效值成比例的直流电压，而不必考虑波形参数和失真度的大小。并且AD637对输入200mv带宽可达1MHz，2v以上输入时带宽可达8MHz，输入200mv以下时可以前置放大电路，且使用缓冲模式输入阻抗可达100M欧，因此AD637完全可以胜任题目要求。
2.2 程控放大器模块设计方案
按照课程设计的要求，输入信号电压的峰峰值是Vopp：0V～10V，因为如果输入信号的电压太小，单片机读取到的有效值就会存在很大的误差，所以需要对输入的小信号进行放大。根据被测信号的大小可把交流毫伏电压表的量程与放大倍数设置如表1。
根据表1，把范围在Vopp：0V～10V内的输入信号通过一级放大电路放大到Vopp：1V～10V这个范围类。因为NE5532的增益带宽积为10MHZ，电源电压是-5V和+5V，能够满足性能要求，因此程控放大模块采用NE5532为核心元件，配合CD4051进行放大倍数的切换。
3软件程序设计
软件设计主要完成三部分工作：数据的读取、模拟开关的控制以及量程自动转换的实现，LCD正确显示电压有效值以及频率。
3.1 输入信号电压读取以及量程自动转换程序设计
本设计共设4个量程切换，通过模拟开关元器件CD4051来进行量程切换功能，实际电路中通过对模拟开关CD4051的控制线ABC来实现量程的切换。由于输入信号未知，为避免电路被烧坏，设定的初始量程应为最低量程，即将输入信号放大1倍（即设置CBA为000选通CD4051的x0通道）。
3.2 频率测量的程序设计
频率测量的原理是采用计数的方法即是在1S钟内通过单片机的计数器对整形后的波形的高电平进行计数，最后得到的计数结果就是输入信号的频率。其中定时器0作为定时使用，用来定时计算1S，定时器1作为计数器使用，计算在1S内高电平的次数。
4结语
该真有效值可测频率的数字交流毫伏表能够满足输入电压0-10V峰峰值的交流信号输入，并能够在允许的误差范围内准确的读出输入信号的电压和频率，可测量的频率范围是100HZ-1MHZ，可适用于各种波形的测量。
参考文献
[1]梁琴.基于AD637高精度真有效值数字电压表设计[J].中国仪器仪表，2008（11）：1-4.
[2]郭天祥.新概念 51单片机C语言教程-入门、提高、开发、拓展全攻略[M].北京：电子工业出版社，2009.
