电源电路的设计范文1
关键词：波纹；开关电源；晶体管
引言
在用电控制的仪器设备中，都需要稳压电源，由于价格、功率等的要求，因此设计人员更倾向于使用开关电源，而很少使用线性电源。开关电源的优势在于转换效率高，最高可以达到将近97%，另外开关电源重量轻、体积小。开关电源最大的缺点是输出的纹波和噪声电压较大，而这一性能影响到仪器设备的运行，特别是对于需要处理小信号的仪器中，电源产生的噪声可能会干扰输入的信号，使得仪器无法正确运行。如何处理好电源的噪声，有很多方法[1][2]，本文通过一个典型电源电路分析开关电源产生纹波和噪声的原因及减小纹波和噪声的措施，并详细探讨了电源各部分电路的原理功能和实现的方法。
1干扰产生分析
电信号干扰分为：噪声（nois）和纹波（ripple）两种，其表现形式为图1形式。噪声的定义是指在直流电压或电流中，叠加了振幅和频率上完全无规律的交流分量。该分量会干扰电路的分析、逻辑关系，影响其设备正常工作。纹波是指叠加在直流电压或电流上的交流信号，会降低电源的效率，严重的波纹更有可能会损坏用电设备，另外波纹还会干扰数字电路的逻辑关系，影响设备工作状态。通常的开关电源输出的直流电压中叠加了由噪声和波纹引起的交流信号。波纹主要是由于开关电源的开关动作造成的，而波动的频率跟开关的频率是一致的，大小取决于输入、输出电容的参数。作为开关的元件都有寄生的电感与电容，当元件在电流流动变化工作时，会产生电压与电流的浪涌，这些浪涌信号都会在电源产生干扰信号。浪涌电流指电源接通瞬间，流入电源设备的峰值电流。该峰值电流远远大于稳态输入电流，这种瞬时过电流称为浪涌电流，是一种瞬变干扰。噪声电压主要跟电源的拓扑结构、电路中的寄生参数、工作的电磁环境以及印制电路板的布线有关。当信号较小的时候，会产生干扰的信号。图2（a）是实验信号波形，（b）是小信号上叠加了干扰的波形。干扰可以表现为尖峰、阶跃、正弦波或随机噪声，干扰的产生来自多方面，电路设计不合理、器件使用不当、工作环境干扰、电源噪声等，其中电源产生的噪声是常见主要的原因，而这些干扰信号会造成后续电路一系列的处理误差，所以在要求较高的场合，这样的噪声是必须要解决的。
2解决措施
开关电源电路一般由整流平滑电路、集成开关电路、浪涌电压吸收电路、电压检测电路、次级侧整流平滑电路等构成。其工作原理：开关电路供应稳定电压和平滑的电流，是本电路的主要部分，开关晶体管的集电极电流决定电源的输出电流。纹波的解决措施[3][4]主要有：调整电感和电容参数、增加电容电阻缓冲网络。
2.1调整电感和电容参数
电流波动与电感参数、以及输出电容大小有关，通常电感值越小，波动越大，输出电容值越小，波纹越大。因此可以通过增大电感值和输出电容值来降低波纹。在这里以BUCK型开关电源为例，当开关电源工作时，提供的电压不变，但是电流会变化，为了稳定电源的输出电流，在如图4（a）的指示位置并联一个电容C+。通过增加电感值的方法来减小波纹的做法是受限的。因为电感越大，体积就越大。电感的取值可以这样计算：假定输入电压为Vin，输出电压为Vo，工作频率为f，输出电流为I，电感中电流的波动值为驻I的话，有：在电路调试过程中发现，随着C+不断增加，减小波纹的效果会越来越差，同时增加f，会增加开关损失。因此可以通过再加一级LC滤波器的方法来改善，如图4（b）所示。LC滤波器抑制波纹的效果较好，只要根据需要除去的纹波频率选择合适的电感电容即可。
2.2增加电容电阻缓冲网络
在二极管高速导通截止时，要考虑寄生参数。在二极管反向恢复期间，等效电感和等效电容成为一个RC振荡器，产生高频振荡。为了抑制这种高频振荡，需在二极管两端并联电容C或RC缓冲网络。电阻与电容取值要经过反复试验才能确定，一般选择电阻为10Ω-100Ω，电容取4.7pF-2.2nF。如果选用不当，反而会造成更严重的振荡。
3电路设计及实测
根据以上分析，设计出了一种开关稳压电源如图5所示，采用可控硅触发方式。通过整流放大后的波纹去触发可控硅的导通，当整流电压值为零时，可控硅自动关断。只要用输出电压的变化来控制触发信号的前沿，即可实现稳压。稳压电路主要由可控硅、4个晶体管和1个变压器等组成，如图5所示。我们在multisim环境下对该电路进行仿真，效果非常好。再用实际电路搭试，并加上30欧姆纯电阻阻抗后，选取了7个测试点，测试波形见图6所示。图中变压器T、二极管D1～D4和电容器C1-4组成整流滤波电路，测试点1电压纹波波形见图6中1的图像，显然是在全波整流后的纹波出现；电阻R2、R3和隔直电容C5组成取样电路，测试点2电压纹波波形见图6中2的图像；控制可控硅的纹波信号测试点3、4电压纹波波形见图6中的3、4的图像；隔直后的测试点5电压纹波波形见图6中的5的图像；线圈T2控制信号的初级波形见图6中7的图像；线圈T2次级控制可控硅信号见图6中6的图像。当电压没有纹波时，线圈T2不发挥作用，但当电压有波动时（纹波），则自动控制可控硅工作，抑制电压的波动。在电路中的电感对抑制电压的波动也起到了良好的作用，其电感值可以根据电压的大小和对纹波的要求进行适当的选择。该电路在最后的输出功率可以达到110W，当负载发生变化10-104欧姆时，电压变化的范围大约是1毫伏。
4结束语
本文对开关电源噪声与纹波的产生原因和抑制方法进行了分析和讨论，并设计出了一种晶体管开关稳压电源电路，观察仿真实验，可以得出该设计能够抑制一定的电源噪声与波纹。在实际中，需要依据产品的参数，如体积、成本等问题综合考虑，选择合适的设计方法。
参考文献：
电源电路的设计范文2
（平高集团有限公司，河南 平顶山 467001）
【摘 要】智能组件是智能高压电器的重要组成部分，智能组件电源电路对智能组件工作可靠性有着重要影响。在分析智能组件电磁干扰类型和干扰原理的基础上，针对不同电磁类型干扰提出了相应防护措施，并通过具体电路设计和电磁兼容试验验证了电磁干扰防护措施的有效性。
关键词 高压电器；智能组件；电磁干扰；电源电路
The Analysed of the Intelligent Power Circuit Components of Electromagnetic Interference Shielding Design
YU Wei-juan SONG Ya－kai
（Pinggao Group Co., Ltd., Pingdingshan Henan 467001, China）
【Abstract】Smart Component is an important part of smart high-voltage electrical appliances, intelligent power circuit components of the smart component reliability has an important impact. Based on the analysis of smart power circuit components of electromagnetic interference on the proposed intelligent power circuit components related to protective measures against electromagnetic interference, and the examples set forth by the specific application of circuit protection measures.
【Key words】High-voltage electrical appliances; Intelligent components; Electromagnetic interference; The power supply circuit
作者简介：于维娟（1982—），女，黑龙江人，硕士，研究方向为开关设备智能化关键技术。
宋亚凯（1987—），男，河南平顶山人，硕士，研究方向为智能组件开发技术、电力电子技术等。
0 概述
随着智能电网技术的进步，电力系统一次设备智能化已经成为智能电网发展的趋势。电力系统一次设备处于电力系统主电路中，正常工作状态下一般都承受着高电压、强电流，与高压电器配套的智能组件装置一般都安装在高压电器附近，其工作环境也面临着复杂的电磁干扰，因此，智能组件需要较好的抗电磁干扰性能[1]。
对于电子装置而言，电源电路自身的稳定性和可靠性对装置的整体性能有着至关重要的影响。一方面，电源电路需要为装置的其它芯片或电路提供稳定的工作电压，另一方面，由于电源端口直接与外界连接，许多有破坏性的干扰会通过电源端口进入装置内部，对内部电路的正常工作造成影响甚至破坏，因此，在高压电器智能组件的设计过程中，需要对电源电路进行电磁兼容设计以提高电源电路的抗干扰能力[2]。
1 智能组件电源电路的电磁干扰问题
在变电站现场，按照对电子装置影响的不同，智能组件电源电路的电磁干扰大致分为两类，分别是破坏性干扰和非破坏性干扰。
1.1 破坏性干扰及其来源
破坏性干扰是能够对装置造成一定破坏性的干扰，此类干扰的特点是能量较大，一般是高电压或大电流，或者是脉冲群。此类干扰一般具有较大的能量，通过端口耦合进入电子电路中，可能对端口电路器件造成不可逆的破坏，如：雷击、浪涌冲击等干扰。
在变电站现场，能够对智能组件装置产生破坏性的干扰主要来源于机械式高压开关的操作、雷击产生的暂态过电压和暂态过电流以及电网中故障或负荷突变引起的电压变化、暂降等[3]。这些干扰可能通过导线耦合、电磁感应等方式进入到电源端口，对装置内部电路造成一定的破坏。目前，标准的电磁兼容试验项目中，模拟此类干扰的主要是浪涌抗扰性试验、振荡波抗扰度试验等。对于此类具有一定破坏性的干扰，在设计过程中，防护措施的思路以疏导、隔离为主。
1.2 非破坏性干扰及其来源
此类干扰对装置本身并不会造成一定的破坏性，但是能够干扰装置的正常工作，对通信、解码、运算等电路工作造成一定的影响，造成装置误动作或通信中断等，此类干扰的能量较小，但是一般有较高的频率，如：高频辐射骚扰等。
在变电站现场，能够对智能组件装置产生非破坏性干扰的主要来源是机械式高压开关操作产生的振铃波、局部放电和无线通信产生的高频信号以及电力系统暂态过程产生的高频电磁场辐射等。此类干扰容易通过辐射、耦合、沿导线传导等方式从电源端口进入到智能组件装置内部，对电源电路自身以及晶振、数据处理、通信等频率较高的电路产生干扰从而引起装置的误动作、通信的中断、装置死机等故障，威胁智能组件装置的可靠性。
2 智能组件电源电路的电磁干扰防护措施
针对上述两种不同的干扰，在电路设计上可采取不同的措施。第一种干扰破坏性较强，因此在设计过程中以疏导释放干扰能量的防护措施为主；第二种干扰能量较小，在设计过程中以消耗吸收、屏蔽干扰能量的抗干扰措施为主。
2.1 破坏性干扰的防护措施
在设计过程中，采用防护器件对破坏性干扰能力进行泄放是应对此类干扰的主要手段，此类防护器件的特性是：当器件两端低于自身阀值电压时，器件表现出高阻抗特性，一旦器件两端电压高于自身阀值电压，立刻表现为低阻抗、大通流能力的特性。目前常用的防护器件主要有以下几种：
1）玻璃气体放电管
此类器件既有气体放电管的抗大浪涌电流能力，又有半导体器件的快速通断能力，从而使器件表现出耐冲击、响应速度快（纳秒级）、性能稳定、可重复使用等优良性能。目前，该类器件当通流能力达到3000A时，其耐受电压可以做到4500V。
2）压敏电阻
压敏电阻是一种半导体器件，其原料以氧化锌（ZnO）为主，根据器件两端承受的干扰信号的电压特性不同，该类器件又可分为三种类型：第一，浪涌抑制型，此类型器件所要承受的电压为随机的瞬态过电压；第二，高能型，此类器件需要吸收发电机励磁线圈的能量；第三，高功率型，此类器件两端所承受的干扰信号是脉冲群，单个脉冲的能量不大，但是由于频率高，信号的平均功率比较大。
3）TVS管
TVS管（Transient Voltage Supperssor）又称为瞬变电压抑制二极管，该类器件的正向特性与普通二极管的特性一致，但是，其反向特性则表现为典型的PN结雪崩器件。当承受瞬间的高能量时，该器件会以极高的速度降低其自身阻抗，与此同时，能量以器件为通道泄放掉。该类器件最大的优点是自身阻抗的变化频率可以很高，能够达到10-12S量级速度。
4）接地与屏蔽
接地和屏蔽不是破坏性干扰问题的来源，但是，良好的接地系统以及电磁场屏蔽对解决此类问题具有良好的作用。接地系统设计的目的是提供一个低阻抗的瞬态干扰信号的泄放路径；屏蔽系统的设计的关键是整个屏蔽结构的电连续性。
2.2 非破坏性干扰的防护措施
频率较高的非破坏性干扰，一般采用滤波的方式，将干扰信号滤除。目前，常用的滤波器件主要有以下几种：
1）铁氧体磁环
铁氧体磁环，又称电磁兼容环，是一种以铁氧体为原材料的滤波器件。其特性是：当通过磁环的信号频率较低时，磁环自身的阻抗很小，当通过磁环的信号频率升高时，磁环的阻抗急剧增加。由于电源电路一般都是直流或者工频，信号频率较低，利用此特性，把磁环直接套在电源电缆上，可以吸收高频干扰信号。
2）共模电感
一般情况下，把两条线分别对地直接的干扰称为是共模干扰[4]。干扰一般采用共模电感的方式去除。共模电感，将两个线圈绕在同一个铁心上，且匝数、相位均相同，正常电流流经共模电感时，两个线圈产生相反的磁场，相互抵消，共模电流流经时，由于共模电流的同向性，两个线圈产生大电感，表现出高阻抗特性。
3）电容
电容用于电源电路电磁兼容设计时，其作用有：滤波、稳压、去耦和旁路[5]。但是，在使用电容时需要注意，电容有其自谐振频率，当电路中信号频率在自谐振频率以上时，电容呈现出电感特性。
3 智能组件电源电路电磁干扰防护设计实例
如图1所示，该电路是某智能组件电源端口电路，其外接DC24V直流电源，经过一系列保护措施进入组件电路板内部，供智能组件电路使用。
24V电源端口处，正负线放置两个放电管G1、G2，放电管的正极分别连接电源线的正负线，负极与屏蔽地FG（机壳）连接，正常工作时，端口线对地电压远远达不到放电管导通电压，放电管闭合，电能正常进入到后续电路，在端口遭受共模大电压冲击时，放电管导通，能量通过FG泄放，待冲击消失后，放电管迅速恢闭合，电路正常工作。电容C23、C25组成滤波电路，对进入端口的高频信号进行滤波。R3为压敏电阻，其作用是防止差模大电压信号冲击。共模电感T的作用是滤除共模高频干扰信号。电容C1、C2的作用是进一步滤波。TVS管T2的作用是消除静电干扰。
为了验证上述电路设计的有效性，对图1电路所属的智能组件进行了电磁兼容试验，按照相关标准，该组件电源端口顺利通过了浪涌（冲击）抗扰度试验（根据GB/T17626.5，4级）、电快速瞬变脉冲群抗扰度试验（根据GB/T17626.4，4级）、射频场感应的传导骚扰抗扰度试验（根据GB/T17626.6，3级）等试验项目，在试验过程中，智能组件均能正常工作。
4 结论
本文分析了智能组件电源电路电磁干扰问题，对其干扰源和干扰原理进行了探讨，并针对不同类型的电磁干扰提出了相应防护措施，设计了智能组件的具体电源电路，并通过电磁兼容试验验证了电磁干扰防护措施的有效性。
参考文献
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［3］彭发东,等.高压断路器在线监测设备浪涌抗扰度试验[J].高压电器技术,2007(8):143-145.
［4］吕士斌,梁雪松.电磁兼容设计中接地技术的探讨[J].舰船电子对抗,2012,12(6):113-114.
电源电路的设计范文3
关键词： 星载电源； 多路输出开关电源； 小型化设计； 电路设计
中图分类号： TN710?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2014）20?0145?03
Design of satellite?borne multi?channel output DC/DC converter
ZHANG Qian， LIU Ke?cheng， WANG Wei?guo
（Lanzhou Institute of Physics， Lanzhou 730000， China）
Abstract： A satellite?borne multi?channel output DC/DC converter is introduced. The method of the power supply design can meet the needs of most of the satellite?borne multi?channel output DC/DC converters. The design characteristics of the power supply are particularly introduced. The operating principle is analyzed. The design formulas are also given. The miniaturization design of the satellite?borne DC/DC converter was optimized. It can be widely used in satellite?borne multi?channel output DC/DC converters.
Keywords： satellite?borne power supply； multi?channel output DC/DC converter； miniaturization design； circuit design
随着我国航天事业的发展，卫星有效载荷的数量和种类越来越多，势必要求与之相配套的开关电源的体积和重量进一步减小。因此，开关电源的小型化设计成为目前星载开关电源研究的一个热门课题。众所周知，开关电源的小型化可以从优化电路设计和采用新工艺两个方面入手，例如采用混合厚膜工艺可以大幅度地减小电源的体积和重量，但国产混合厚膜开关电源在航天领域目前还处在推广中，主要是其抗辐照性能对于高轨长寿命卫星来说存在着一定的局限性。因此，采用表贴工艺的开关电源在航天领域依然具备广阔的市场。这就要求必须在电路设计上进行优化，以满足星载开关电源小型化的要求。本文介绍一种多路输出开关电源，它采用不同拓扑组合的方式，能够满足星上大部分中小功率设备的供电需求。
1 星载多路输出开关电源的几种设计方案
1.1 单端反激式多路输出开关电源
图1所示单端反激式多路输出开关电源的设计思路是：考虑到星载开关电源的磁隔离要求，采取前级自持预稳压，后级各路输出进行二次稳压的方式。反激式拓扑的特点是电路结构简单，易于实现多路输出。如果不采用二次稳压，次级各路输出的电压和负载稳定度不会优于±3%，很难满足星上大部分用电设备的需求，因此，常常会在输出端进行二次稳压。常用的方法是采用三端稳压器进行二次稳压，这样输出各路电压稳定度优于±1%，能够满足星上用电设备的需求，采用三端稳压器进行二次稳压的另一个优点是如果用电设备对低频干扰比较敏感，那么输出后级采用三端稳压器进行二次稳压还能有效隔离输入端引入的低频干扰，保证用电设备正常工作[1]。但是单端反激式多路输出开关电源同样有它的局限性，如果其中某一路输出电流比较大，后级采用三端稳压器进行二次稳压会造成很大的功耗，从而降低了电源的转换效率，进而影响了电源的工作寿命。
1.2 单端正激式多路输出开关电源
图2所示单端正激式多路输出开关电源的设计思路是：主路输出采用闭环直接反馈控制，辅输出采用磁链耦合技术以改善辅路输出的电压和负载稳定度。设计上一般主路输出功率比较大，辅路输出功率相对比较小，即便如此辅路输出的电压和负载稳定度也不会优于±5%，而且辅路输出的功率越大，辅路输出的稳定度也越差。这种方案一般设计成3路电源，路数再多辅路输出的稳定度就无法接受了。总体上单端正激式多路输出开关电源辅路输出负载和电压稳定度要比单端反激式多路输出开关电源各路输出负载和电压稳定度差。
图1 单端反激式多路输出
图2 单端正激式多路输出开关电源
1.3 单端反激和单端正激相结合的多路输出开关电源
从图3可以看出电源由反激拓扑和正激拓扑组成，考虑到电源小型化的需求，电源共用一个消浪涌电路和输入滤波电路。反激电路组成三路小电流输出，后级各路输出通过三端稳压器进行进一步稳压，反激主变压器上绕制的两个辅助绕组的输出电压给正激电路的PWM芯片供电，由于反激电路采取了前级预稳压，同时给PWM芯片供电的负载电流比较小（小于100 mA）。因此反激主变压器上的两个辅助绕组给PWM芯片的供电电压非常稳定，能够满足在不同条件下PWM芯片的供电要求。这种方案既满足了星用开关电源的磁隔离要求，又避免了方案（1）中大负载电流下使用三端稳压器进行二次稳压造成的功耗过大的问题，同时也解决了方案（2）中的辅路输出稳定度不高的问题。最大的优点是这种方案不受路数上的限制，设计上可以把小电流各路全部在单端反激中输出，大电流各路从单端正激中输出。本文设计了一款五路输出电源，其中18.5 V，±14.5 V负载电流小于1 A从三路反激电源中出；7.5 V，5.5 V负载电流比较大从正激电源中出，它们的PWM芯片供电电压都是从三路反激电源的辅助绕组中输出的。
2 关键电路参数设计
技术指标如下：输入电压为DC 25～33 V；开关频率为200 kHz；最大占空比为0.5；输出电压/电流为18.5 V/0.33 A， +14.5 V/0.3 A，-14.5 V/0.11 A，7.5 V/2.9 A，5.5 V/5.8 A；转换效率≥78%。
图3 单端反激和正激相结合的多路输出开关电源
2.1 变压器的设计
电源涉及反激电路和正激电路变压器的设计，反激变换器的特点是当主功率开关管导通时变压器原边电感存储能量，负载的能量从输出滤波电路的电容处得到；而当关断时，变压器原边电感的能量将会传送到副边负载和它的滤波电容处，以补偿滤波电容在开关导通状态下消耗的能量[6]。具体设计如下：由于铁氧体材料有很好的储能和抑制信号传输过程中的尖峰和振铃作用，因此采用这种材料作为变压器磁芯是最好的选择之一。综合考虑反激电源的额定功率，转换效率以及磁芯的窗口利用率，选择RM8作为反激电源变压器的磁芯。初级线圈的峰值电流为：
[Ipmax=2TPoTonmaxUiminη] （1）
式中：[Uimin]为变压器初级输入的最小直流电压；T为开关电源周期；[Tonmax]为开关管导通时间；[Po]为输出功率；η为变换效率。
初级线圈的电感为：
[Lp=UiminTonmax0Ipmax] （2）
初级绕组的匝数为：
[Np=UiminTonmaxScΔB×104] （3）
式中：[Sc]为磁芯有效截面积；[ΔB]为磁芯工作磁感应强度。
初次级绕组匝数比为：
[L0≥（Uin-U0）U0TUinI0] （4）
式中：[UD]为输出整流二极管，[Us]为次级输出电压。
次级绕组匝数为：
[n12=NpNs] （5）
变压器气隙为：
[Ig=μrN2pScLp] （6）
式中：[Ig]的单位为mm；[μr]=4π，[Sc]的单位为mm2；[Lp]的单位为mH。按照式（1）～式（6）计算得：[Ipmax]=3 A， [Lp]=16.7 μH， [Np]=7匝；18.5 V的匝数为9匝；±14.5 V时匝数为7匝。给PWM芯片供电的两个辅助绕组的匝数为6匝，变压器气隙为0.24 mm。
正激电路变压器的设计同样需要综合考虑电源的额定功率，转换效率、磁芯的窗口利用率以及磁芯的最佳磁密度。7.5 V选择RM6作为变压器磁芯，5.5 V选择RM8作为变压器磁芯。初级绕组匝数为：
[Np=UiminTonmaxScΔB×104] （7）
式中：[Tonmax]的单位为s，[ΔB]的单位为T，[Sc]的单位为cm2。
次级绕组匝数为：
[Ns≥Np（Us+UD）DmaxUimin] （8）
式中[Dmax]为最大占空比。
按照式（7）～（8）计算得：7.5 V输出[Np]为13匝，[Ns]为10匝；5.5 V输出[Np]为8匝，[Ns]为5匝。变压器导线电流密度取7～8 A/mm2。
2.2 输出滤波电路的设计
反激变换器由于其主变压器初级充当了储能电感的作用，因此其输出各路可以不要差模电感，考虑到EMC的需要，可在输出各路增加一个共模电感，反激变换器的输出电容可由式（9）算出。
[C≥5TsU08UoppR] （9）
式中：[Ts]为电源周期；[U0]为电源各路额定电压；[Uopp]为输出纹波电压，[R]为负载电阻，工程实际中还需要考虑电源的ESR值。
按照式（9）计算得：18.5 V输出[C≥]21 μF，14.5 V输出[C≥]19 μF，-14.5 V输出[C≥]7 μF。正激变换器输出差模电感工作在连续状态其输出纹波电压小，工作在非连续状态其输出纹波电压大。设计上一般将额定输出电流的设定为电感连续和非连续工作状态的临界点，得到输出差模电感的计算公式为：
[L0≥（Uin-U0）U0TUinI0] （10）
按照式（10）计算得：7.5 V输出[L0]=57 μH，5.5 V输出[L0]=20 μH。按照式（9）计算得各路输出滤波电容：7.5 V输出[C≥]169 μF，5.5 V输出[C≥]365 μF。
2.3 关键点波形和数据
表1列出了反激电路两个辅助绕组给正激电路PWM芯片供电的电压在不同输入电压负载一定下的电压值，表2列出了输入电压一定负载变化下的电压值。
表1 不同输入电压负载一定下的电压值 V
表2 输入电压一定负载变化下的电压值 V
图4 额定输入下反激电路主开关管漏源波形
图5 额定输入下7.5 V正激电路主开关管漏源波形
3 结 论
本文介绍了一种新型的星用多路输出开关电源，不仅有效地解决了传统星用开关电源的一些弊病，同时在电源的小型化设计上具备一定的优势，在星用开关电源的应用上具备广阔的前景。
图6 额定输入下5.5 V正激电路主开关管漏源波形
参考文献
[1] PRESSMAN A L.开关电源设计[M].王志强，译.北京：电子工业出版社，2005.
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电源电路的设计范文4
摘要：文章介绍了《ISO7637-2道路车辆—由传导和耦合引起的电骚扰第2部分：沿电源线的电瞬态传导》。通过分析标准中的脉冲波形，设计一款可通过标准的高可靠低成本电路，该电路与传统电路相比，具有良好的浪涌抑制性能，并通过试验来验证该电路。
关键词：干扰抑制；脉冲；瞬态传导；车载远程监控终端
随着现代汽车的高速发展，大量的电子设备用在汽车上，包括感性负载、容性负载、发电机等设备，这些设备都接在电源上，不定时地突加、突卸，或发生各种故障，都可能产生大量电磁干扰，这些干扰可通过传导、耦合、辐射的方式干扰电子设备，严重情况下会导致设置死机甚至损坏，因为所有设备的电源都并联在一起，通过电源线带来的破坏是最严重的。因此，高性能的车载电源设计是车载电子设备可靠工作的保障[1-2]。国际标准ISO7637针对道路车辆及其挂车内通过传导和耦合引起的电干扰，提出了沿电源线的电瞬态传导及测试方法，适用于12V或24V的电气系统车辆[3]。我们设计的电路必须满足ISO7637标准才能可靠安全地安装在汽车上。
1ISO7637标准介绍
ISO7637规定了5种脉冲波形，归纳了大部分汽车可能发生的情况所带来的电源冲击和干扰，我们的车载远程监控终端只有通过这5种脉冲波形的冲击，才能保证在实际使用过程中，相对可靠地运行。
2电路设计部分传统的设计方案
如图1所示，原理上正高压是通过瞬态抑制（TransientVoltageSuppressor，TVS）管强制吸收泄放，负压是采用串联的二极管来防止负压冲击。D40二极管需要足够的反向耐压保证在负脉冲﹣600V处不会被击穿，此处选择3A的肖特基二极管1N5408，反向电压1000V。对于脉冲1、脉冲3a、脉冲4的负压有很好的抑制阻断作用。对于脉冲2a、脉冲3b、脉冲5a、脉冲5b的高正向电压通过D13的TVS吸收。该电路的缺点是，对于脉冲5a，因为电压最高+174V，持续时间最大350ms，瞬间能量很大，需要用很大的TVS管，会大大提高电路成本。同时，在干扰的瞬间D40二极管和D13TVS管所承受的应力非常大，而且该吸收电路，在吸收嵌位的时候，瞬间电流能达到50A以上，电源线上的保险丝容易烧断。TVS后的电源芯片需要选择高耐压，比TVS的嵌位电压更高耐压的电源芯片，对于24V的车电系统，根据《GBT19056—2012汽车行驶记录仪（工信部3C）》中的5.3.3要求，对于24V的系统要求车载远程监控终端的电源需要在36V条件下仍然正常工作1min，所以TVS需要选择5KP36A，TVS后的电源芯片耐压至少要60V以上，保证电源芯片的安全。综上几点，电路的成本相对较高，对电路的要求较高。新的设计方案如图2所示，原理是：通过金属氧化物半导体（MetalOxideSemiconductor，MOS）管的嵌位作用，限制输出端的电压。电路介绍如下：N沟道MOS管特性分析：此电路选择14N30管，RDS（on）=290mΩ，在VGS=10V时，ID=7A。耐压VDSS=300V，保证VDSS>脉冲5a的最高电压（+174V）。ID>车载远程监控终端的工作电流0.2A。管子最大功耗PD=140W。按MOS管S极输出为32V电压计算，当脉冲5a最高电压174V通过时，管子的DS压降为U=174－32=142V。公称压力（NominalPressure，PN）结的最高结温为150℃，如果设备工作在75℃条件下。
按热导为1.12W/℃计算。功耗P=（150－75）×1.12=84W。最大电流IP=84W/（174V－32V）=0.59A。如果设备超过该工作电流，MOS管会瞬间过热温度超过PN结而损坏，表现为GDS击穿等现象，应用中需要控制工作电流小于0.59A。对高电压干扰信号不吸收，而是采用高耐压MOS管来阻挡高压传给后级的方法。工作原理如下：当VCC_CAR的24V车电进来后，通过R7电阻使D2的G极电压达到24V，VGS（TH）按4V计算，满足VGS>VGS（TH），所以D2MOS管的DS极导通，DS极导通后，后面的DC-DC启动，脉冲宽度调制（PulseWidthModulation，PWM）来自于DC-DC的PWM脚，与D11和D14构成倍压电路，使D14负极处的电压接近48V，该电压通过R6限流和D10的稳压，稳定到36V。因为导通后，只要保持VGS>VGS（TH），即可保证D2可靠导通。所以在24V供电的情况下，该电路正常导通。以脉冲5a的波形来分析该电路的保护作用。脉冲5a的波形如图3所示。当输入电压升高到40V以上后，由于D10稳压管的稳压嵌位作用，D2MOS管的G极电压稳定在36V。因为MOS管的DS极导通的条件是VGS>VGS（TH），VGS（TH）按规格书在4V内，所以供电电压（VoltCurrentCondenser，VCC）的电压嵌位到32V。就算前端电压升到174V，也可以将VCC的电压嵌位到32V。如果VCC>32V，因为MOS管G极的电压被稳压在36V，很快会破坏VGS>VGS（TH）的条件，让MOS截止，所以VCC不可能高于32V。该电路的性能取决于MOS管的参数。首先MOS管的耐压需要大于174V，而14N30的VDSS电压可以达到300V，满足要求。其次，因为高压干扰过来的时候，MOS管DS之间的压差会比较大，瞬间功耗取决于压差和流过MOS管的电流。因为记录仪工作电流较小，所以该电路可安全使用。
3测试验证
主要通过最高正压的波形来验证选择脉冲5a波形来做实验（见图3），实验环境安装ISO7637的标准搭建。脉冲5a（Us=+174V，Ri=1Ω，td=350ms），用示波器捕捉脉冲1和经过MOS管后级S级VCC的波形，可以看出后级VCC最高电压不超过32V。实验完成后，T-BOX设备正常。达到ISO7637中规定的功能等级A级。图3VCC_CAR_IN为车电输入的电压，可以看出有5a波形，VCC为MOS管后端电压，当5a波形冲击的时候，可以嵌位到32V的最高电压，从而保证后端电路的安全可靠。
4结语
电源电路的设计范文5
摘要: 传统的背光源采用的是CCFL，色彩还原性差，含有对人体有害的汞蒸汽。LED背光源是一种新型的背光源，色彩还原性好，寿命长；不含汞，有利于环境保护。本文设计的直下式LED背光源，单灯电流可精确控制，光学效果良好，支持PWM调光。中尺寸、大尺寸LED背光源均可借鉴使用。
关键词:发光二极管背光;冷阴极荧光灯;色彩还原性;单片机
中图分类号：TN141 文献标识码：B
The Driving Circuit Design of a Direct Illumination-type LED Backlight
LI Xiu-zhen1,ZHANG Kai-liang2,Ma Li2,XU Yan-wen2
(1.Beijing BOE CHATANI Electronics Co.,Ltd.,Beijing 100176,China;2.BOE Technology Group CO.,Ltd.,Beijing 100016,China)
Abstract：CCFL is used in the traditional backlight, which has bad color gamut and contains hydrargyrun steam which is harmful to human body. As a new kind of backlight, LED backlight has better color gamut, longer life-span; and is friendly to environmental. It also does not containhydrargyrun. A direct illumination-type LED backlight is designed in this paper, which has a goodoptical effect, and can be adjusted by PWM. Each LED can be controlled separately in this design. This paper can also be used for the design of medium-sized and large size LED backlight.
Key Word：LED Backlight;CCFL;color gamut;single-chip microcomputer
引言
LCD显示器自身并不发光，为了可以清楚的看到LCD显示器的内容，需要一定的白光背光源[1]。背光源是存在于液晶显示（LCD）显示器内部的一个光学组件，由光源和必要的光学辅助部件构成。传统的LCD背光源采用的是冷阴极荧光灯（CCFL），色彩还原性差，含有对人体有害的汞蒸汽。LED背光源色彩还原性好、寿命长；不含汞，有利于环境保护。LED背光源的色彩还原性可以达到NTSC (National Television System Committee)标准的105%甚至120%以上。而一般CCFL灯管，仅能提供NTSC标准的72%[2]。就驱动电路而言，传统的CCFL背光，驱动线路十分复杂，要求上千伏特的驱动电压，利用专门的逆变器才能驱动起来。而LED可以低电压工作，控制较为方便。LED的诸多优点使得LED背光方案备受关注[3][4]。
本文所设计的直下式LED背光源，每四颗白灯中间有一颗RGB三合一的LED。经测试，所设计的LED背光系统，单灯电流精确可控，光学效果良好，支持PWM调光。
1 硬件结构设计
本文利用单片机作为LED的控制核心器件，选用专用驱动IC，实现整个LED背光的静态显示。硬件整体设计框图如图1所示。驱动芯片共有16通道，每个通道控制一个LED芯片。驱动芯片采用级联方式。设计中，利用单片机产生PWM方波对LED进行亮度控制。单片机处理缓存管理、亮度和点校正数据的输出。DC/DC模块给各模块供电。通过给接口提供电源、产生驱动指令信号，来点亮LED。
1.1 LED阵列及电源模块设计
LED阵列由45颗白灯和32颗RGB三合一灯组成。图2为LED阵列的分布图。白灯和RGB灯由不同的驱动芯片进行单独驱动。每颗LED芯片单独驱动。
电源模块如图1所示。电源模块（DC/DC）采用Buck转换器将12V电源转换成各个模块所需电源。整个系统需要3.5V、5V、10V和12V的电源。RGB三合一灯需要3.5V电压；白灯需要10V电压；MCU需要提供5V的电源电压。整个系统输入电压12V，此电压由外部电源转换器提供。
1.2 驱动芯片特性
驱动芯片具有点校正和灰阶调光的特点。共有16通道，每通道都可实现对LED的恒流驱动，每通道最大驱动能力80mA，每个通道可以通过PWM方式根据内部亮度寄存器的值进行4,096级亮度控制，内部每个通道亮度寄存器的长度是12位，另外，每个通道LED的驱动电路由内部6位的点校正寄存器的值进行64级控制，而且驱动电流的最大值可通过片外电阻设定。图3为驱动芯片的结构框图。（GS移位寄存器为亮度移位寄存器，DC移位寄存器为点校正移位寄存器。）
1.3各种控制信号
MCU通过SIN、MODE、XLAT、SCLK、GSCLK和BLANK接口控制驱动IC，从而控制LED阵列。
SIN为串行数据输入；
MODE为多功能输出端子，当MODE=0时，处于GS模式(亮度信号输入模式)，当MODE=1时，处于DC模式（点校正信号输入模式）；
SCLK为串行数据移位时钟,在每个SCLK的上升沿，当MODE=0输入数据和输出数据移入和移出内部192位（16通道×12）的亮度串行移位寄存器，当MODE=1输入数据和输出数据移入和移出内部96（16通道×6）位的点校正串行移位寄存器；
XLAT为数据锁存端子。在XLAT的上升沿，如果MODE=0，亮度串行移位寄存器锁存到亮度控制寄存器，随机控制亮度PWM输出，如果MODE=1，点校正串行移位寄存器锁存到点校正控制寄存器，控制电流的输出；
GSCLK为PWM控制的参考时钟；
BLANK为清零端子。当BLANK=1,所有的输出通道清零，GS计数器复位。当BLANK=0时，所有的输出通道由GSCLK控制；
SOUT为串行数据输出。驱动芯片间通过SOUT-SIN管脚级联。
2 软件程序设计
整个单片机控制LED的显示程序用C语言编写，主程序包括：单片机初始化、亮度移位寄存器和点校正移位寄存器数组初始化、单片机通过SPI模式与驱动芯片通信。主程序流程图如图4所示。单片机初始化包括输入输出端口定义、关闭看门狗、时钟初始化、端口初始化，以及定时器和中断的初始化设置。
两个二维数组分别传送GS数据和DC数据。两层嵌套循环发送数据。GSCLK在驱动芯片工作期间一直提供时钟。MODE=0，GSCLK计数，当其输出4,096个脉冲后，也即12位的每通道驱动芯片的亮度值通过并/串转换后输出，输出亮度后置MODE=1，从DC寄存器读取6位点校正数据，并/串转换后输出，这样完成了一个通道数据的输出，将一行对应所有的通道数据输出完毕后，BLANK输出一个脉冲，使整个驱动芯片复位。从MCU到驱动芯片的数据传送过程中，驱动芯片所有输出关闭，即BLANK=1。BLANK置高电平后，输出关闭。GS计数复位。
3 LED背光系统
本文所设计的LED背光源是直下式结构。主要包括：LED灯、驱动板、膜材、底反射片，边框、上框架。每四颗白灯中间有一颗RGB三合一的LED。膜材结构为：一层扩散片一层BEFⅢ+一层DBEF。背光源的色坐标为（0.29，0.28）,亮度为9,000nit，均齐度90%，色彩还原性达到105%@CIE1976。LED间电流匹配度可达1.5%。经测试，本文所设计的LED背光系统，单灯电流精确可控，光学效果良好，支持PWM调光。图5为点亮后的LED背光源。
4 结 论
设计了一种基于单片机实现直下式LED背光源静态显示的方法。针对其功能和特性，解决了相关部分的电路设计，并在所开发的系统上实现PWM调光。实验证明：该系统单灯电流精确可控，光学效果良好。中尺寸、大尺寸LED背光源均可借鉴使用。
参考文献
[1]黄启智，LCD显示器的背光技术分析及应用[J].漳州职业技术学院学报,2008,(1).
[2]刘敬伟,王刚,张凯亮,张丽蕾,等. 大尺寸液晶电视用LED背光的设计和制作[C].中国平板显示学术会议, 2006.
[3]王大巍,王刚,李俊峰,刘敬伟.薄膜晶体管液晶显示器件的制造、测试与技术发展[M].北京：.机械工业出版社.
[4]Tony.Lai.LED背光方案备受关注[J].电子产品世界,2008(1).
电源电路的设计范文6
关键词：逆变系统；PFC电路；输入均流；设计探究；UPS
中图分类号：TM46 文献标识码：A
1.逆变系统
含义：逆变系统包括直流升压电路，逆变电路，驱动电路，保护电路以及通信电路等等。逆变器是指将直流转换成交流的换流器，输入直流可以是低压输入或者高压输入，通过内部直流升压电路提供高压直流给逆变电路，逆变电路根据需求有单相逆变和三相逆变。保护电路是指防止电流冲击、电压冲击、输出短路、器件过温保护等保护系统可靠性，避免逆变系统受外部冲击等影响正常输出的辅助电路。
2. PFC电路
2.1 作用
PFC的英文全称是PowerFactorCorrector，意思是功率因数校正器。随着开关电源的普及应用，普通的整流电路PF值低，输入无功功率大，电力效能低，同时对市电电网存在较大谐波干扰，影响整个电网的稳定性和高效性，所以对产品的功率因数要求越来越高。PFC就是通过主动式和被动式两种方式，提高整流电路的PF值，减少无功功率输入和谐波干扰，减小整流过程中的电能损耗，起到节能的目的。
2.2 分类
PFC理论上可以分为主动式和被动式两种，主动式为有源电路控制方式，可以拥有更高的功率因数（大于0.99），适应宽范围的输入电压，但需要专用集成路进行PFC控制，所以产品电路复杂，成本高昂；被动式为无源电路控制方式，功率因数达到0.8已经是非常好的产品，但是它的优点是电路简单，成本低廉，稳定可靠，缺点是PF值低，体积较大。在一些小功率的开关电源产品中应用广泛。
2.3 主流PFC控制芯片
随着半导体技术的发展和电源开关电源技术的不断创新，主流的半导体生产厂家推出各种类型的PFC控制芯片，极大简化了PFC控制电路的设计，比如TI公司推出的UC系列产品，其中经典产品UC3854，还有比如ON公司推出的NCP1654，IR公司推出的IR1150，凌特公司推出的LT1248，仙童公司推出的FAN4810等等产品，随着PFC控制技术研究的深入，在新型拓扑结构和新型控制方法的不断突破和创新，将会有更多的更好的PFC控制芯片面世。
3. UPS
3.1含义
UPS（Uninterruptible Power System），就是为了解决市电突然掉电或者突变导致设备损坏而研发的，通过市电将电能存储在蓄电池上，通过主机PFC电路、逆变器等模块电路将不稳定的，质量差的市电转换成稳压，波形质量好，不间断地供电给系统设备。主要用于给单台计算机、计算机网络系统、交通通信设备或其他电力电子设备提供稳定可靠的、不间断的电力供应。
UPS的最主要功能：稳压输出，滤除谐波，不间断供电。在市电电网正常供电时，UPS通过内部的PFC整流控制模块，电池模块和逆变模块的能量转换，消除电网中的脉冲冲击，谐波干扰和幅值波动，起到稳压器和滤波器的作用，保证电力电子设备可靠稳定地运行；在市电电网断电时，通过电池模块和逆变模块提供交流供电给负载，通过UPS整个系统的控制系统，可以做到市电电网掉电时输出不掉电，这样就使电力电子设备保持正常运行状态，真正保证了设备的不间断运行。
3.2 逆变拓扑选型
随着不间断电源技术的不断发展和市场的不断扩大，传统两电平结构比如H桥逆变等已经无法满足市场需求，因此具有谐波小、损耗低、效率高等优势的三电平拓扑结构便应运而生。
目前针对三电平拓扑结构有很多种，最常见的两种拓扑结构为三电平“I”型和三电平“T”型，两种拓扑互有优势。I型三电平电路，每个管子只承受一半直流电压，开关损耗低，而且开关频率越高，开关损耗低的优势就越明显；T型三电平电路，主管承受全部直流电压，钳位管承受一半直流电压，对比I型三电平会少两个元件，同时控制算法简单。
4. UPS不间断电源中的PFC电路
主动式PFC整流的根据控制的变量不同，可以分为以下4种方式：峰值电流控制；滞环电流控制；单周期控制技术；平均电流控制。以上4种方法都有各自的优缺点：峰值电流控制，因为只控制电流的峰值，与电流平均值误差较大，THD值存在较大缺陷，同时对噪声的敏感，易产生次谐波振荡等等缺点，该技术将逐渐被淘汰；滞环电流控制，设置最大电流参考和滞环回差值，虽然提高了电流控制精度，但是缺点同样明显，开关频率难于做到恒频控制，在实际应用不多；单周期控制技术，该技术主要特点是反应快，精度高，于每个开关周期内对电流进行调节，能有效地抑制电源侧的扰动，既没有稳态误差，也没有暂态误差。单周控制能优化系统响应、减小畸变和抑制电源干扰，整个控制系统具有反应快、动态特性良好、开关频率恒定、易于实现、抗干扰强、控制电路简单等优点。缺点是需要快速复位的积分电路。平均电流控制，主要是在峰值电流控制和滞环电流控制的基础上进行调整，集中了峰值电流控制的恒频控制优点和滞环电流控制的精度优点，可以提供极低输入THDv和THDi，同时，简化了输出滤波器的设计，且因为有电流控制器做调节，取的是平均电流，所以提高了系统在噪声干扰下的稳定度和精度。主要缺点是：控制电路复杂，需检测电感电流需电流控制环路；参考电流与实际电流的误差随着占空比的变化而变化，可能引起低次电流谐波。但目前平均电流控制是应用最广泛、技术最成熟的PFC控制方式。
5.三相UPS高效前级PFC设计实例
三相UPS项目后级采用三路单相T型三电平逆变，通过DSP控制三路逆变输出相位相差120°构成三相逆变输出；三相UPS前级采用凌特的LT1248控制芯片，通过三路单相PFC整流电路构成三相UPS的PFC电路，电路结构简单，性能优良。
三相不同输入的均流问题，系统通过采样三相的输入电流，经过均流电路，把每相输入电流和三相平均输入电流的差值引入到各路的LT1248电流环中，使得每路的输入电流保持均衡。
单相PFC整流电路采用单电感双boost功率拓扑，节省了一个功率电感，同时整合整流和升压电路，电路更简洁，成本更低，如图1所示。
实际产品开发应用过程中，根据产品的性能指标，安规和认证的要求，需要在输入增加LC滤波电路，同时在PFC的工作前需要对正负BUS进行缓启动处理，防止PFC模块启动瞬间的冲击电流损耗器件，同时为了保证提供给后级逆变系统平衡的稳定的正负BUS电压，还需要对正负BUS进行均压控制，BUS过压保护，这些指标要求需要对正负BUS电压采样并通过硬件处理后送入LT1248的控制环路，保证每路的PFC功率模块正常工作，同时为增加系统可靠性还要加入系统输入电流过流保护，功率器件的过温保护，IGBT的过流保护等等措施来满足产品的规格设计要求。
参考文献
[1]杨成林，陈敏，徐德鸿.三相功率因数校正（PFC）技术的综述（1）[J].电源技术应用，2002（8）：50-55.
