电源变压器范文1
1、所谓变压器，一定是用来改变输入与输出电压数值的器件，或说是进行能量转换和传递的器件，既然这样，它在结构上就一定有初级（输入线端）和次级（输出线端），初级一般有两条引线，而次级则依实际需要而定，要有多组不同电压值输出的，就相应有多条引出线。
2、即变压器是要有输入输出线的，这样总数至少就要有3条以上的引出线的，如电脑电源中电路板上位于开关电源部分那个最大的配件就是开关变压器，它的作用就是把220V交流电转换后整流成电脑所需的+5、+12、+3.3、－5、－12V的直流电。而你拆的那个配件肯定只有两条引线，它根本不是什么变压器，而就是一个电感而已，是为减少辐射，降低高频共模噪声的共模电感，串联在电源输入端的。
（来源：文章屋网 http://www.wzu.com）
电源变压器范文2
（上海海事大学物流工程学院，上海201306）
摘要：为提高三相两电平电压型逆变器的直流电压利用率，通过对空间矢量脉宽调制（SVPWM）原理进行详细分析，提出一种改进的过调制法。该方法通过改变参考电压矢量的轨迹及相应的合成策略，定义了一种新的比传统过调制法所得结果具有更大基波幅值的参考电压波形。仿真结果证明该方法在直流电压利用率及输出电压的总谐波畸变率（THD）两方面都较传统过调制法有优势。
关键词 ：直流电压利用率；电压型逆变器；过调制法；空间矢量脉宽调制；总谐波畸变率
中图分类号：TN911.3?34 文献标识码：A 文章编号：1004?373X（2015）20?0132?05
收稿日期：2015?04?11
Study on improved overmodulation method for voltage source inverterFANG Chenghui，WANG Runxin（Logistics Engineering College，Shanghai Maritime University，Shanghai 201306，China）Abstract：To improve DC voltage utilization ratio of three?phase two?level voltage source inverter，an improved overmodula?tion method is proposed by analyzing the principle of SVPWM in detail. By changing the track of reference voltage vector andthe corresponding synthetic strategies，a new reference voltage waveform which has better fundamental voltage amplitude thanthe traditional overmodulation method is defined. The simulation results show that the improved method has more superioritythan the traditional over?modulation method in the aspects of DC voltage utilization ratio and THD of output voltage.
Keywords：DC voltage utilization ratio；voltage source inverter；overmodulation method；SVPWM；THD
0 引言
逆变电路将直流转换为交流，在电力电子领域占据着重要地位。其中的三相逆变电路在工程上常常用作交流电机的驱动电路。在交-直-交系统中，通过改变三相逆变器输出电压的幅值和频率可以调节交流电机的运行。在三相电压源型逆变电路中，直流电压利用率是衡量变频器调制性能好坏的重要指标[1]，提高直流电压利用率能有效提高逆变器的带载能力[2]。直流电压利用率用有效调制比M′ 来表征：M′ = Vo/ Vdc 。其中：Vo 是输出相电压基波幅值；Vdc 是1 2 的直流电源电压。
在线性调制的范围内，如果采用正弦矢量脉宽调制（SPWM），三相逆变器的M′max 仅为1，应用SPWM时常引入三次谐波注入法[3?7]，在正弦波中注入三次谐波可以将M′max提升到1.15；如果采用空间矢量脉宽调制（SVPWM），M′max能达到1.15。为了更大限度地利用直流电压，目前通常采用的方法是过调制法。
本文将详细考察过调制法的参考电压矢量的选择及合成策略，并在此基础上提出一种能获得更高直流电压利用率，同时还可以进一步降低输出电压的THD 的改进的过调制法。
1 过调制法的不足及本文方法的原理
三相两电平电压型逆变器中的SVPWM 技术利用α?β坐标系中8个静止的空间电压矢量合成任意的参考电压矢量。其调制比M 的定义为：
调制比M 是正弦参考电压对1 2 直流侧电压取的标幺值，而实际调制比M′ 则是输出相电压的基波幅值对1 2 直流侧电压取的标幺值。计算表明[14]，当调制比M 不超过2 3 时，参考电压矢量的轨迹是圆形的，它的轨迹位于空间矢量六边形中，此时调制比M 与实际调制比M′ 之间是一种线性关系，即M = M′ 。当调制比超过2 3 时，参考电压矢量的轨迹V0 将超出空间矢量六边形，超出部分的电压矢量将无法通过8个静止的空间矢量平均合成得到，因为在超出部分零矢量的作用时间是负值，没有意义，此时参考电压的轨迹不再是圆形，调制比M 与实际调制比M′ 之间的关系也不再是线性关系。
1.1 过调制法及其不足
当2 3 < M < 4 3 时，由于圆形轨迹超出空间矢量六边形的区域的电压矢量无法用静止的空间电压矢量平均合成得到，在该区域必须对圆形轨迹进行修改才能满足SVPWM 调制技术的基本条件。传统过调制法对该问题的处理方法是：在超出区域，将参考电压矢量的圆形轨迹改为六边形轨迹，即在该区域，参考电压矢量的轨迹将跟随六边形的轨迹V0′ ，如图1所示。
图1 当调制比满足2 3 < M < 4 3 时，过调制法的轨迹根据参考电压矢量的轨迹可以得到三相参考电压的解析表达式[14]。通过下列公式可以求得相应的三相参考电压解析表达式：
式中：Va ，Vb ，Vc 为三相参考相电压；Vdc 为1/ 2 直流侧电压；T 为开关周期； 为电压矢量的作用时间。式（2）~式（4）是三相参考电压在第一扇区（扇区在图1中以罗马字母表示）的解析表达式利用波形的对称性，可得到一个开关周期内参考电压的完整解析式。下面给出传统过调制法的A相参考电压完整解析式：
根据以上解析式可以画出传统过调制法的a 相参考电压波形图，如图2所示，图中的电压值已对Vdc 做了标幺化处理。
从图2中可以看出，电压幅值超过1的部分已经被削平，波形发生了畸变。因此，相比于圆形轨迹对应的参考电压的基波幅值，传统过调制法对应的参考电压中的基波分量的幅值将会减小。
1.2 本文方法的原理
本文方法对圆形轨迹超出六边形区域的轨迹的修改方法是，用区域边界处的2个点来代替圆形轨迹。当调制比超过2 3 时，在圆形轨迹超出六边形的区域，选择图3中的电压矢量1作为该区域的前半个区域（区域1）的参考电压矢量，选择电压矢量2作为过调制区域的后半个区域（区域2）的参考电压矢量，在过调制区域参考电压矢量的轨迹为2个点（图3中，A，B 两点为对应扇区的过调制区域的参考电压矢量轨迹）。
本文方法的参考电压的解析式可以根据式（1）~式（3）求得，该方法的参考电压解析式只在部分区域与传统过调制法的参考电压解析式不同，下面给出本文方法的参考电压解析式与传统过调制法的参考电压解析式不同部分的解析式。
根据上述解析式可以画出本文方法的A 相参考电压波形图，如图4 所示。图中的电压值已对Vdc 做了标幺化处理。
在圆形轨迹超出六边形区域，通过修改参考电压轨迹使SVPWM 技术的合成条件得到满足的方法必定造成波形畸变，基波分量的幅值减小无法避免。图4中，本文方法的参考电压波形同样发生了畸变，但是，本文方法的参考电压中的基波分量的幅值要大于传统过调制法的参考电压中的基波分量的幅值。下面给出两种方法的参考电压中的基波幅值的数据对比。
2 两种方法参考电压波形的对比分析
基于上述原理，在2 3 < M < 4 3 内，对两种方法对应的参考电压波形分别进行傅里叶级数分解，比较两种参考电压中基波分量的幅值（标幺值），结果如表1所示。利用三次样条插值的方法，使用表1数据拟合一条调制比M 和两种参考电压的基波幅值的函数关系曲线，如图5所示。
在调制比M 相同的情况下，本文方法对应的参考电压中的基波分量的幅值要大于传统过调制法对应的参考电压中的基波分量的幅值，并且随着M 的增大，两种方法对应的参考电压中的基波分量的幅值之间的差值也越来越大。
参考电压中基波分量幅值越大，输出电压中基波分量的幅值就越大。因此，采用本文方法得到的输出电压中的基波分量的幅值将比采用传统的过调制法得到的输出电压中的基波分量的幅值更大，也就是说采用本文方法能得到更高的直流电压利用率。
图5 调制比M 和两种参考电压的基波幅值的函数关系曲线3 逆变器实际输出波形的仿真结果对比
本文通过Simulink 仿真分别得到本文方法和传统过调制法的输出电压，然后再对比采用这两种方法得到的输出电压的基波分量幅值和总谐波畸变率（THD），通过仿真结果证明本文方法的优势。
3.1 仿真模型和仿真结果
如图6 所示，该模型共用到3 个S?function 模块：第1 个S?function模块的作用是扇区判断；第2个S?func?tion模块计算电压矢量作用时间；第3个S?function模块计算开关器件切换时刻。用周期为T（开关周期）的三角波信号与第3个S?function模块输出的开关器件切换时刻波形相比较可以得到各桥臂的触发脉冲信号。
参数设置：参考电压频率f=50 Hz，开关周期T=1 1 500 s ，调制比M=1.20，每个全桥的直流侧电压U=100 V。仿真结果如图7，图8所示。
上述仿真结果是当M=1.20 时本文方法的仿真结果，对于传统过调制法，本文只给出相应的仿真结果的数据，如表2，表3所示。
3.2 输出电压的基波分量幅值的对比
在2 3 < M < 4 3 内，对M 值每隔0.01进行一次仿真，比较两种方法的输出相电压的基波幅值，仿真结果的比较如表2所示。利用三次样条插值的方法，使用上表数据拟合一条调制比M 和输出电压基波幅值的函数关系曲线，如图9所示。
如图9所示，在2 3 < M < 4 3 内，采用本文方法得到输出电压的基波幅值要比采用传统过调制法得到的输出电压的基波幅值大，并且随着M 的增大，这种优势越来越明显。因此，该仿真结果的比较证明了本文方法要比传统过调制法的直流电压利用率高。
3.3 输出电压的总谐波畸变率的对比
在2/ 3 < M < 4/3 内，对M 值每隔0.01 进行一次仿真，得到的总谐波畸变率（THD）如表3所示。
利用三次样条插值的方法，使用上表数据拟合一条调制比M 和THD的函数关系曲线，如图10所示。
图10 中，在2 3 < M < 4 3 内，采用本文方法得到的输出电压的总谐波畸变率THD比采用传统过调制法得到的输出电压的THD 低。并且随着M 的增大，本文方法在输出电压THD 方面的优势也越大。由此证明，本文方法在输出电压THD方面要由于传统过调制法。
4 结论
本文提出了一种改进的过调制法，在传统方法的基础上改变了原有的参考电压矢量轨迹，定义了一种新的参考电压波形。经过计算，在调制比M 相同的情况下，本文方法对应的参考电压的基波幅值要比传统过调制法对应的参考电压的基波幅值更大。
仿真结果证明：采用本文方法得到的输出电压在基波幅值和THD 这两个指标上都要优于传统过调制法。
因此，与传统过调制法相比，本文方法在直流电压利用率方面和谐波畸变方面都得到了改善。
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电源变压器范文3
【关键词】有源滤波；电力变压器；节能技术；研究
一、前言
作为一项实际应用效果良好的控制方法，有源滤波控制技术在近期得到了长足的发展和进步。研究其理念下的电力变压器节能技术，能够更好地提升有源滤波控制的实践水平，从而有效优化电力变压器节能技术的最终整体效果。
二、有源滤波器控制概述
近年来，随着电力电子技术的高速发展和电力电子设备的普及，使得谐波对电网的污染日趋严重。电力电子装置自身所具有的非线性导致了电网中含有大量谐波，给电力系统带来了严重的谐波污染。谐波是指对周期流进行的傅里叶分解后得到频率不为基波频率的分量。有源电力滤波器（APF）是一种能动态抑制谐波和补偿无功的电力电子装置，它能对幅值和频率都变化的谐波进行快速的跟踪补偿且补偿性不受系统阻尼的影响，其控制电路容易实施限流保护以提高系统的安全性，因而受到了极大的关注。
控制系统是有源电力滤波器的核心，决定了有源电力滤波器的主要性能和指标。现今常用的PI控制对检测到的误差信号能立即产生校正作用，跟踪的快速性较好，但是它的跟踪效果不好，并且PI调节不能消除系统的稳态误差。重复控制技术被引入APF控制，用来消除周期性负载谐波，其思想来源于控制理论的内模原理，利用负载扰动的周期性规律，有针对性的逐步修正，可以保证输出的波形精确跟踪给定，是一种能消除所有包含在稳定闭环内的周期性误差的控制方案，结构简单，易于实现。
有源滤波器系统结构各部分的主要功能：电压型逆变模块和连接电抗器，用于补偿负载畸变的谐波电流，通过它完成电网与直流电容有功功率和无功功率的交换；直流侧支撑电容，用于存储电能，为VSI提供直流电压支撑，同时补偿系统有功损耗以保证直流电压稳定；锁相环，用于锁定电网电压相位；畸变电流检测模块，用于实时检测负载的谐波电流分量和无功电流量，为VSI输出的补偿电流提供参考值；逆变器控制模块，可以通过直接电流控制或间接电流控制方法，使VSI输出电流实时跟踪指令电流的变化。
三、变压器运行损耗影响因素分析
影响变压器损耗的因素有很多，总结起来，主要表现在以下几个方面：
1.变压器的结构类型
传统的变压器几乎都是采用高压绕组和低压绕组制成，利用电磁感应原理实现高压与低压之间的电压转换与电能传递。新的结构的出现，使得变压器的运行损耗不再是单纯的分为有功功率损耗和无功功率损耗，而是必须要针对具体的结构进行分析。
2.变压器的材料类型
变压器的材料主要是指用于制作铁芯和绕组的材料，从过去普通的铁质铁芯，发展到目前非晶合金铁芯变压器、三相油浸卷铁芯变压器等新式材料变压器，由于新型材料的应用，使得现在的变压器的导磁率相较于过去传统变压器有了大幅提升，因此现在的变压器的运行损耗已经越来越取决于材料的导磁率等属性。
3.变压器的负载类型
变压器连接不同类型的负载，对于变压器在实际运行过程中的损耗也有会有一定影响，这主要是因为电网中的负载类型包括感性负载、非感性负载以及其他类型的负载，不同类型的负载会影响到变压器在电能转换和配电传输过程中的效率，从而对变压器运行的损耗产生影响。
4.电网的输电状况
变压器作为电力电能转换传输的关键环节，必然会参与电网的并网连接和运行，电网电压的状况也会对变压器的运行损耗产生一定影响，比如电网输电电压采用超高压进行传输，其变压器的运行损耗相对就会小一些，电力转换的效率相对就较高。
四、有源滤波的电力变压器节能技术
1.补偿电流的检测方法
（一）通过对带阻滤波器装置的应用，使基波电流能够流经待检测的电流。通过此种方式，将所获取的变压器高次谐波设定为检测电流的补偿对象。我们通常将此种对补偿电流的检测方式称之为基波电流减去法。此项方法的优势在于：补偿反应直观，且可操作性强，但同样存在一定的不足之处，即整个有源滤波器在功能实现方面相对比较简单，仅能够针对变压器高次谐波进行消除。并且，对带阻滤波器装置的应用是建立在理想环境下的，实际环境中无法达到理想的应用状态。因此，在现阶段的电力系统建设中，较少会使用此种检测方法。
（二）在有关补偿电流检测方面还有一个关键性的方法，即频率分析法。此项检测方法以傅里叶级数分析法为基础而形成。在对畸变电流、电压进行检测的基础之上，对其实施基于傅里叶式的转换。转化过程当中可将畸变电流、电流分解成分具有高次谐波代数属性的组分，最终形成相应的补偿电流。但由于其建立在傅里叶级数分析的基础之上，导致检测数据的分析存在比较大的难度，且相对于实际情况的可调控性较低。
2.补偿电流控制途径
现阶段，补偿电流的控制主要可通过以下几种途径实现：
（一）三角载波调制法
指的是将在检测环节所得到的电流实际值和参考值之间的偏差产生的控制信号与高频的三角调制波展开实时比较，最后将所得到的矩形脉冲作为逆变器各个开关组件的一个控制性的信号，从而在逆变器的输出端得到所需要的波形。这种调制方法的最大优势在于开关的频率比较固定，响应的速度也较快，而且对高开关频率的系统具有较好的控制特性。但是这种方法最大的不足在于电流系统的硬件较为复杂，以致出现的误差较大，而且调制器的带宽是有限的，不能滤除所有调制性信号的所有脉动，输出的波型中可能存在与三角载波相同频率的高频畸变分量；高频的三角波会使逆变器一直处于保持高频工作状态，这就会产生较大的开关损耗和高频失真，在大功率的系统应用中无法正常使用。
（二）滞环比较调制法
这种方法是以补偿电流的参考值为基准而设计的1个滞环带，在实际的补偿电流将要离开滞环带时，逆变器的开关就会自动工作，使得实际的电流始终停留在滞环带以内，数值始终围绕其参考值的上下在波动。这种调制方法的优势在于它的硬件电比较路简单，容易实现，而且动态的响应较快，控制的精度高。但不足是对于无线连接的逆变器而言，若三相间的控制不能独立，则势必会产生相间的干扰，这样就不利于快速暂停的有效控制。
五、结束语
通过对基于有源滤波的电力变压器节能技术的相关研究，我们可以发现，该项工作的顺利开展，有赖于对有源滤波多项影响环节与因素的充分掌控，有关人员应该从其应用的客观实际出发，研究制定最为符合实际的相对应实施方案。
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电源变压器范文4
关键词： Z源； T型逆变器； 同相电压偏移； 反相电压偏移； 中点平衡
中图分类号： TN919?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2016）21?0153?06
Neutral point balance and boost control of Z?source T?type three?level inverter
based on SPWM
JIA Yuxiang1， LI Runjuan1， LIU Tao2
（1. Department of Electrical Engineering， Henan Radio & Television University， Zhengzhou 450000， China；
2. School of Electrical Engineering， Shandong University， Jinan 250061， China）
Abstract： The Z?source three?level neutral point clamped （NPC） inverter has the disadvantage of more passive components. The topology of Z?source T?type three?level inverter is adopted， which has the same boost characteristics with Z?source NPC inverter， but has less quantity of switching devices and higher efficiency than those of Z?source NPC inverter. Taking Z?source three?level T?type inverter as an example， the methods of phase disposition （PD） and alternative phase opposition disposition （APOD） are analyzed. The study found that the PD method can reduce the switching frequency and switching loss. The PD model of Z?source T?type three?level inverter was established with Matlab/Simulink. The simulation results show that the PD method can obtain preferable waveform quality. To solve the inherent neutral point imbalance of T?type three?level inverter， the method of injecting zero?sequence component to control the neutral point balance is put forward. The effectiveness of the proposed method was verified with an experiment.
Keywords： Z?source； T?type inverter； phase disposition； phase opposition disposition； neutral point balance
0 引 言
随着分布式电源的迅速发展及其在效率要求的不断提升，提高电能质量、减少谐波污染、提高发电系统的效率已经成为逆变设备的必要条件。三电平变换器（见图1）相比于传统的两电平逆变器具有谐波少、耐压高、开关应力小、电磁干扰（Electro Magnetic Interference，EMI）少等优点，已经在分布式电源及微电网领域得到广泛应用。然而对于燃料电池、光伏电池等分布式电源的输出电压并不是恒定的，无法实现较宽直流电压范围的变流功能和得到较高的交流输出电压[1?3]。为了满足直流母线较宽的电压范围，文献[4]加入了DC/DC变换器，即采用两级结构。然而此变换器不仅需要较多的功率器件，在工作过程中还产生大量的开关损耗，降低系统效率。为了减少因DC/DC多电平变换器开关损耗对系统效率的影响，采用Z源多电平变换器是一种理想的选择。
文献[5]提出了一种Z源中点钳位（Neutral Point Clamped，NPC）逆变器，它由两个独立的直流电源、两个Z源和一个三电平NPC逆变电路组成。Z源的引入使直通成为一种正常的工作状态，通过控制直通占空比，Z源三电平NPC逆变器可以实现升压功能，且不用控制死区时间，可以防止输出电流波形畸变。桥臂直通不会引起功率器件的损坏，可靠性明显增加。虽然Z源给二极管中点钳位逆变器的性能带来了改善，但是该电路拓扑存在储能元件多，硬件成本高等缺点。文献[6]在上述研究的基础上提出了一种单Z源的二极管中点钳位（Neutral Point Clamped，NPC）逆变器，该逆变器可以实现同样的升压和逆变功能。因此，Z源三电平NPC逆变器相对于传统三电平NPC逆变器优势明显，前景十分广阔。
假设P，O，N分别代表1，0，-1状态。大矢量[PNN]没有和直流侧电容中性点相连，故不会影响中点电位平衡，如图8（a）所示。零矢量[OOO]虽然和直流侧电容中性点相连，但是三相输出电流之和为0，也不会影响中点平衡，如图8（b）所示。如果T型三相三电平逆变器输出为P?type的小矢量[POO]，如图8（c）所示，该类型的小矢量会减少上侧电容电压Vdc1。反之，如果T型三相三电平逆变器输出为N?type的小矢量[OON]，如图8（d）所示，该类型的小矢量会减少下侧电容电压[Vdc2。]
本文采用中点平衡控制是通过控制N?type和P?type小矢量实现的。P?type小矢量用于减小上侧电容电压，P?type小矢量用于减小下侧电容电压。
如果下侧电容电压[Vdc2]大于上侧电容电压[Vdc1，]N?type小矢量用于实现中点平衡控制；即 A相，B相和C相的调制波[Ua，Ub，Uc]分别同时减去[Tmin，]可得：[Tmin]为调制波[Ua，Ub，Uc]中的最小值，通过每个控制周期比较获得。
反之，如果下侧电容电压[Vdc2]小于上侧电容电压[Vdc1，]P?type小矢量用于实现中点平衡控制，即A相，B相和C相的调制波[Ua，Ub，Uc]分别同时加上[Tmin，]可得：[Tmin]为调制波[Ua，Ub，Uc]中的最小值，通过每个控制周期比较获得。
5 仿真和实验结果
为验证Z源三电平T型逆变器拓扑的可行性，首先按照电路参数进行仿真研究，本文采用Matlab/Simulink建立该逆变器的PD仿真模型，进行仿真对比验证。仿真参数为：独立电压[Uin=]200 V；直流侧的电容[C1=C2=C3=C4=3 ]mF；电感[L1=L2=L3=L4=3 ]mH；负载为三相对称负载，负载电阻为10 Ω；滤波电感为2.8 mH；滤波电容为0.1 mF；载波频率为6 kHz。
为了证明Z源三电平T型逆变器的升压能力，首先，设定调制度[M=]0.8，直通占空比的时间[TULST=]0。图9依次输出的是相电压、相电流、线电压、Z源电容电压、直流链电压[Vi。]Z源三电平T型逆变器没有升压，因此线电压的峰值等于200 V。由式（7）可得理论相电压为92 V，理论线电压值为159 V，高质量的正弦相电流可以得到。Z源电容电压由于没有升压而保持200 V不变化。直流链电压[Vi]也是保持在200 V附近波动。
然后，设定调制度[M=]0.8，直通占空比的时间[TULST=]0.2，仿真波形如图10所示。由式（7）可知升压因子[B=1.66，]相电压为[159×1.661.732=]152.4 V，实际测量值为140 V。由式（5）可得升压最大值[Vi]为332 V，而实际测量值为324 V。电流没有受到直通信号的影响而发生畸变。Z源的电容电压由式（5）可得为266 V，实际测量值为265 V。另外，[Vdc]电压在162～324 V变化实现升压和逆变功能。
仿真结果表明Z源三电平T型逆变器可以使线电压升到设定的值而不影响输出电流的波形质量。
为了证明ULST方法比FST方法具有更好的波形质量，假定FST方法采用和ULST方法一样的参数。设定调制度[M=]0.8，直通占空比的时间[TFST=]0.2。图11依次输出的是相电压、线电流、线电压、Z源电容电压、[Vi]电压。表2给出了滤波之前线电压谐波和开关损耗的比较。
为了证明加入直通不会影响输出电压的波形质量，相同的输入电压加在直通模式（TULST=0.2）和非直通模式（TULST=0）下，它们的谐波对比如图12所示。
最后，对Z源三电平NPC逆变器采用PD方法进行仿真对比，在参数一样的情况下，线电压、相电流、Vi电压如图13，图14所示。THD对比如表3所示。
从表3中可以看出，Z源三电平T型逆变器与Z源三电平NPC逆变器在相同的调制策略下，波形质量相同。
为了验证Z源三电平T型逆变器拓扑的中点平衡和升压，进行实验验证。仿真参数为：独立电压[Uin=]80 V；直流侧的电容[C1=C2=C3=C4=]3 mF；电感[L1=L2=L3=][L4=]3 mH；负载为三相对称负载，负载电阻为20 Ω；滤波电感为2.8 mH；滤波电容为0.1 mF；载波频率为6 kHz。
为了证明Z源三电平T型逆变器的中点平衡能力，首先，设定调制度[M=]0.8，直通占空比的时间[TULST=]0。图17依次输出的是电容电压、相电流、直流链电压[Vi。]Z源三电平T型逆变器没有升压，因此线电压的峰值等于80 V。
为了证明中点平衡能力和升压能力，设定调制度[M=0.8，]直通占空比的时间[TFST=0.15。]图18依次输出的是电容电压、相电流、直流链电压[Vi。]经过本文算法以后中点电容是平衡的。Z源三电平T型逆变器实现升压功能，因此线电压的峰值等于115 V。
6 结 论
T型三电平具有较少的开关器件得到广泛的应用。本文采用一种新型Z源T型三电平逆变器拓扑，采用PD调制方法实现升压和逆变功能，其相对于APOD调制方法具有较少的谐波。针对T型三电平固有缺点，提出了注入零序分量实现中点平衡控制方法。本文所提算法实现了中点平衡和升压的功能。通过仿真和实验验证了本文所提算法的正确性。
参考文献
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电源变压器范文5
P键词： Quasi?Z源逆变器； 电压应力； 升压能力； 简单升压控制
中图分类号： TN303?34； TM464 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2017）14?0139?05
Abstract： The boost function of the traditional Z?source inverter is realized by its special impedance network， but it does not need any boost chopper circuit， which makes the traditional Z inverter to be widely used. However， the boost capability of the traditional Z inverter is limited， and it exists start surge current. In order to overcome the insufficient of the traditional Z?source inverter， an improved Quasi?Z?source inverter topology structure is proposed to improve the performance of the inverter. The improved Quasi?Z?source inverter can improve the inverter boost ability， so that it can be applied to the occasion of high gain. On the basis of theoretical study， the correctness and advantages of the improved Quasi?Z?source inverter were verified with Matlab/Simulink simulation.
Keywords： quasi?Z?source inverter； voltage stress； boost ability； simple boost control
0 引 言
Z源逆变器[1]由于其独特的阻抗源（Z源）网络，通过逆变桥直通状态升高电压，从而不需要Boost变换器，可以在很大程度上缩小系统体积，降低系统成本，在以燃料电池、光伏、风力为代表的新能源发电系统得到了高速发展，并且都有着广泛的应用前景[2?4]。虽然Z源逆变器有诸多优点，但是其不足之处也十分明显。理论上，Z源逆变器可以得到无限大的电压增益，但由于Z源逆变器的直通占空比（D）和调制因数（M）相互牵制，这些因素限制了输出电压增益。为了得到高电压增益的输出电压，就必须使用小的调制因数。然而，小的调制因数会导致开关器件的电压应力更大。同时，小的调制因数也会降低电压利用率，增加系统的不稳定性。因而提升Z源网络的升压因子（B），使得Z源逆变器能够在更大的调制因数下得到相同的电压增益，同时减少开关器件的电压应力是值得研究的问题。
为了进一步提升Z源逆变器的升压能力、实现减小成本，更好地应用于新能源发电场合。国内外学者对Z源逆变器开展了大量的研究，研究内容主要包括Z源逆变器的电路拓扑结构和调制策略，为此提出了多种改进Z源逆变器拓扑结构[5?9]，更好地应用于新能源发电系统。国内外学者对Z源逆变器开展了大量的研究[5]，主要包括Z源逆变器的电路拓扑结构和调制策略。文献[6]所提逆变器虽然提升了升压能力，但其并没有解决传统Z源逆变器的启动冲击问题，输入电流仍不连续，在升压能力提升的同时增加了电容电压应力。文献[7]所改进的逆变器是将二极管与逆变桥位置互换，虽然降低了电容电压应力，但是并没有提升逆变器的升压能力。文献[8]提出的直通物理分离式Z源逆变器将升压因子与调制因数解耦，但是升压能力并没有得到有效提升，且其增加了额外器件使得逆变器变为二级结构，使得控制更加复杂。文献[9]在准Z源逆变器阻抗网络中引入两个开关电感单元，在提升逆变器升压能力的同时，电容电压应力有效降低。文献[10]提出的逆变器升压能力显著，但是电容电压应力大，且其增加了四个开关电感单元使得成本变高。Quasi?Z源逆变器是由浙江大学教授彭方正于2008年提出[11]。相对于Z源逆变器，Quasi?Z源逆变器不但克服了Z源逆变器的缺点，而且具有一些新的特性。根据阻抗网络结构的对称性，可以将Quasi?Z源逆变器分为对称的Quasi?Z源逆变器和不对称的Quasi?Z源逆变器。本文在对称Quasi?Z源逆变器的基础上，将阻抗网络中的第二个电感元件替换为开关电感单元。利用开关电感中二极管工作状态的变化，在直通状态期间将储存在开关电感的能量传递给负载，从而提升了逆变器的升压能力。
1 传统Quasi?Z源逆变器
传统三相电压型逆变器[11]一共有8种工作状态，其中有6个有效矢量状态，2个零矢量状态；而Quasi?Z源逆变器可以有9个工作状态，在传统8种工作状态的基础上增加了一个直通零矢量状态。正是由于增加的直通零矢量使得Quasi?Z源逆变器具有了升压和降压的功能。其主电路结构拓扑图如图1所示。
由文献[10]可以知道， 对称Quasi?Z源逆变器电容电压可以表示为：
2 改进Z源逆变器原理分析
本文将开关电感型技术应用到Z源阻抗网络中来提升Z源逆变器的升压能力。其改进Z源逆变器的电路拓扑结构如图2所示，在改进Z源逆变器拓扑结构中，Z源网络是按照直通状态和非直通状态的改变而配置的。在直通状态，D1是关闭的，类似于传统的逆变器。4个二极管D2，D4，D5和D7导通，而2个二极管D3和D6截止。然后，3个电感L2，L3，L4并联连接并且由电容C1和电源充电。直通状态的等效电路见图3（a）。在非直通状态下，D1是导通的。4个二极管D2，D4，D5和D7关闭，而2个二极管D3和D6导通。然后，3个电感L2，L3，L4串联，此时电感和电源同时为负载和电容充电。等效电路如图3（b）所示。
比较式（2）与式（9）可得，相比于传统Quasi?Z源逆变器，改进逆变器升压能力得到了很大的提升。图4给出了两种Z源逆变器的升压因子与直通占空比的关系曲线。由图4可以看出，与传统型相比，改进型逆变器的升压能力有了很大的提高。
3 Z源阻抗网络参数设计
3.1 电容参数设计
如前所述，新型Z源逆变器在一个开关周期内具有两个状态，在直通零状态，Z源阻抗网络的电容放电。在非直通零状态，Z源阻抗网络的电容充电。所以，可通过对Z源阻抗网络的电容进行设计。通过设定电容电压波动的大小，即稳态时电容电压波动，可得到电容的设计公式，如下：
3.2 电感参数设计
首先，电感要满足非谐振取值l件，电感、电容的谐振频率为。若要使Z源阻抗网络不发生谐振，则Z源阻抗网络的固有谐振频率必须要小于逆变器的开关频率，可得电感的设计公式：
4 简单升压控制原理
三相电压源逆变器[12]包含6个有效矢量以及2个传统零矢量工作状态。改进型 Quasi?Z 源逆变器工作状态包含6个有效矢量以及2个传统零矢量和1个直通零矢量，然而逆变器输出电压波形由逆变器的6个有效矢量决定。也就是说，2个传统零矢量和1个直通零矢量对逆变器负载的作用效果是一样的，因此，可以用直通零矢量代替部分传统零矢量，这样在不改变有效矢量的作用效果的同时实现了Z源逆变器的升压功能。所谓简单升压控制[13]就是将直通零矢量部分地代替传统零矢量，这样既不影响逆变器的调制特性，而且由于直通零矢量的插入增加了逆变器输入侧直流电压的峰值。
图5为简单升压控制的控制原理示意图，图5中up，un为直通零矢量调制波信号；ua，ub，uc为三相正弦调制波信号；ur为三角波载波信号，当三相正弦调制信号满足式（14）时，逆变器工作于零矢量状态。当直通零矢量调制信号满足式（15）时插入直通零矢量，实现简单升压控制。
5 仿真分析
改进Z源逆变器的控制策略与传统Z源逆变器一致。应用简单升压控制方法对上述两种拓扑结构仿真分析。具体仿真参数为，Z源网络：L1=L2=L3=L4=2.4 mH，C1=C2=1 000 μF；输出滤波器：Lf=3 mH，Cf=10 μF； 开关频率：5 kHz；输入直流电压：380 V。
其仿真结果如图6和图7所示。
图6、图7中波形自上而下分别是直流链峰值电压 ，电容的电压及其交流输出电压。波形为输入 380 V，直通占空比D=0.16，调制因子M=0.72下的仿真波形。
对于改进Z源逆变器，根据理论计算，升压因子为2.69，直流链峰值电压为1 022 V，电容电压为437 V，电容电压为201 V，输出三相电压为367 V，与仿真结果一致。对于传统Z源逆变器，升压因子仅为1.67，直流链峰值电压为640 V，远低于改进Z源逆变器直流链电压，电容电压为126 V，输出三相电压为230 V，远低于改进Z逆变器输出电压。图6（a）与图7（a）为传统Z源逆变器与改进Z源逆变器的直流链母线电压波形，从仿真图可知，改进Z源逆变器具有更强的升压能力。图6（b）与图7（b）、图7（c）为电容的电压。图6（c）与图7（d）为传统Z源逆变器与改进Z源逆变器的三相输出电压，改进Z源逆变器的三相电压波形大于传统Z逆变器，升压能力得到有效提高。
6 结 论
本文对所提出的改进Z源逆变器拓扑结构进行了深入分析，与传统Z源逆变器相比，改进拓扑结构具有内在的抑制启动冲击电流能力，并且使得输入电流连续。开关电感单元应用到Z源逆变器中，虽然成本有所增加，但升压能力得到有效的提升。改进型拓扑结构更适用于燃料发电、光伏发电、直驱式风力发电等对输入电压变化范围大的新能源发电应用场合。
参考文献
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电源变压器范文6
1 引 言
近年来, 我国上海、广州和北京等城市引进的地铁车辆上, 辅助电源均采用了静止式辅助逆变电源。广州地铁和上海地铁2# 线为igbt 辅助逆变电源; 北京“复八线” 为gto 热管散热器自冷式辅助逆变电源。因此开发和研制地铁车辆静止式辅助逆变电源实现国产化是发展我国城市轨道交通的必然趋势。静止式辅助逆变电源与传统的电动发电机组供电方式的比较如下:
(1) 静止式辅助逆变电源直接从地铁动车第三轨受电, 经过dc/ dc 斩波变换后向三相逆变器提供稳定的输入电压, 通过vvvf 变频调压控制, 逆变器输出三相交流电压向负载供电, 对于多路输出电源, 电路采用变压器隔离形式。这种辅助逆变电源的优点是输出电压品质因数好、电源使用效率高、工作性能安全可靠。
(2) 传统地铁辅助电源通常采用旋转式电动发电机组的供电方案。电动机从dc750v 第三轨受电, 发电机输出三相交流电压向负载供电, 对于直流dc110v 和dc24v 部分用电设备, 仍需通过三相变压器和整流装置提供电源。这种供电方式机组体积大、输出容量小、效率低, 电源易受直流发电机组工况变化的影响, 输出电压波动大, 可靠性差。
2 地铁车辆辅助电源系统方案比较
下面针对dc750v 地铁车辆上几种常用的辅助逆变电源电路结构方案, 进行分析和比较。211 直接逆变方式图1 是地铁车辆辅助逆变电源最简单的基本电路结构形式。开关元器件通常可采用大功率gto , igbt 或ipm 。辅助逆变电源采用直接从第三供电轨受流方式, 逆变器按v/ f 等于常数的控制方式, 输出三相脉宽调制电压向负载供电。这种电路的特点是电路结构简单、元器件使用数量少、控制方便, 但缺点是逆变器电源输出电压容易受电网输入电压的波动影响, 输入与输出不隔离, 输出的电压品质因数差、谐波含量大、负载使用效率低。
图1 直接逆变辅助电源电路结构原理图
212 斩波降压逆变方式
斩波降压加逆变方式的辅助电源电路结构如图2 所示。此电路主要由单管dc/ dc 斩波器、二点式逆变器、三相滤波器、隔离变压器和整流电路组成。逆变器输出经过三相滤波后, 输出稳定的正弦三相交流电压, 作为驱动空调机、风机等三相交流负载电源, 同时三相交流电压经变压器和整流后, 可实现电源的多路直流输出。其特点如下。
(1) 三相逆变器输出电压不受输入电网电压波动的影响, dc/ dc 斩波的闭环控制可以保持逆变器输入电压的恒定。
(2) 每台辅助逆变电源斩波器只需一只大功率高压igbt 元件, 逆变器可以采用较低电压的igbt 元件。
(3) 由于逆变器输入电压恒定, 对于只要求cvcf 控制的逆变器来说, 只需要一定数量的梯波输出, 即可保证逆变器输出稳定的脉宽调制电压, 谐波含量小于5 % 。
(4) 斩波器分散布置在每台车的电源上, 机组结构统一。对于供电网, 虽然每台电源斩波的开关频率相同, 但它们之间的斩波相位差是随机的, 同样可实现斩波器多相多重斩波作用。
(5) 隔离变压器的使用实现了电网输入与输出负载之间的电气隔离。
图2 斩波降压逆变方式电路结构原理图
213 两重斩波降压逆变方式
与单管直接dc/ dc 斩波降压逆变方式的辅助电源电路基本相同, 两重斩波器替代了dc/ dc 单管斩波器, 开关元器件可采用gto 、igbt 或ipm 。电路结构原理图如图3 所示。其特点如下。
(1) 采用两重斩波器, 当上、下两个斩波器控制相位互相错开180°时, 可以使斩波器的开关频率相应提高一倍, 因而可大大减小滤波装置的体积和重量, 降低逆变器中间直流环节电压的脉动量, 提高辅助逆变电源的抗干扰能力。
(2) 两重斩波器闭环控制起到了稳压和变压作用, 因此可提高逆变器的输出效率。
(3) 两重dc/ dc 斩波器与单管斩波器相比, 开关元器件和斩波器的附件多了一倍, 但管子的耐 压可降低一半, 提高了元件的使用裕度和设备的安全可靠性。
(4) 直流供电网与负载之间的变压器隔离以及相应设计的滤波器, 可以保证逆变器输出的三相交流电压谐波最小, 且可降低对负载过充电压的影响, 提高负载的使用寿命。
图3 两重斩波降压逆变方式电路结构原理图
214 升降压斩波逆变方式
图4 为升降压斩波加逆变的地铁辅助电源电路结构原理图, 前级斩波由一个平波电抗器及两个开关管、二极管和储能电抗器构成, 升降压斩波器本质上相当于两相dc/ dc 直流变换器, 控制系统采用pwm 控制方式。两个开关管交替通断, 按输出电压适当地控制脉冲宽度, 可以获得与输入电压相反的恒定直流输出电压。后级逆变输出由两点式三相逆变器和三相滤波器组成。斩波器和逆变器开关元器件可采用gto 或igbt , ipm 等。此电路的特点是: 电网电压的波动不影响斩波器输出电压的恒定稳定, 当电网电压高于斩波器输出电压时, 斩波器按降压斩波控制方式工作; 当电网电压低于斩波器输出电压时, 斩波器按升压斩波控制方式工作。两个开关管的交替导通和关断, 提高了斩波开关频率, 降低了储能电抗器体积和容量以及开关器件的电压应力, 减小了输出电压的脉动量。
图4 升降压斩波逆变方式电路结构原理图
3 地铁辅助逆变电源的开发与研制
铁道科学研究院机车车辆研究所早在20 世纪80 年代末, 已开始采用先进的变流控制技术和新型大功率gto 和igbt 元器件, 开发车载电源产品。先后研制出大功率gto 斩波器、两象桥式igbt 斩波器、驱动大功率直线电机和地铁车辆的车载igbt 逆变器。1999 年研制客车dc600v 供电系统的空调逆变电源, 并于当年6 月在铁道部四方车辆研究所通过了性能试验,9 月在武昌车辆段k79/ 80 上装车运行。
2000 年开发研制出用于内燃机车和电力机车的空调逆变电源, 该产品已在南昌内燃机务段和邵武电力机务段装车运行考核。 2002 年针对北京“ 复八线” 地铁车辆进口辅助逆变电源的技术条件, 铁道科学研究院机车车辆研究所研制开发出了dc750v 国产化地铁车辆辅助电源工程化机组, 并通过铁道部产品质量监督检测中心机车车辆检验站的型式试验。开发研制的dc750v 地铁辅助电源总容量为40 kva , 主要负荷为照明、换气扇、司机室空调机组和车辆dc110v , dc24v 控制电源。考虑到电源的可靠性和车辆上多路电源的随机多重性, 电源主电路采用单管斩波降压逆变电路, 大功率igbt 开关元件和热管散热方式。控制采用斩波和逆变双闭环脉宽调制控制技术, 保证了电源三相交流输出电压稳定性好、谐波含量低。其主要技术参数见表1 。
表1 地铁辅助电源装置主要技术参数
这种地铁辅助电源具有如下特点。
(1) 辅助电源斩波器采用斩波闭环控制方式, 保证输入电压变化时, 逆变电源中间直流环节的电压稳定。
(2) 输出逆变器的开关频率设定为214 khz , 采用了谐波抑制方法, 有效地抑制了输出电压、电流谐波含量和对输出高频隔离变压器冲击, 提高了逆变器的功率因数和负载的使用效率。
(3) 采用三相滤波装置和隔离变压器, 实现了输入与输出、交流负载和直流输出电源之间的电气隔离。
(4) 采用变频启动方式, 电器负载的启动电流冲击小, 有利于延长负载设备的使用寿命。
(5) 控制系统采用了mc80c196 十六位单片机作为主控制单元, 具有实施控制、保护、自诊断、自恢复、故障存储、l ed 指示灯和汉字显示、数据传输、指令接收等功能。
(6) 控制系统设有短路、过压、欠压、过流、过热、接地等故障保护功能, 保护信号消失后自动恢复运行, 提高了地铁辅助逆变电源的安全性和可靠性。
(7) 主控制单元使用箱式插板结构, 便于维修、检修及更换设备。为适应机车运行中的冲击大、振动大等特点, 机箱采用金属框架结构, 具有较高的机械强度和良好的电磁屏蔽效果。
dc750v 地铁辅助电源额定负载试验波形如图5 ～ 图8 所示。
图5 输入电压与输出电压的稳态波形
图6 输出电压、电流波形
图7 中间环节电压起动、稳态、停止过程
4 结 论
(1) 采用静止辅助逆变电源代替传统的直流发电机组供电装置, 已是地铁与轻轨城市轨道交通发展的必然趋势。
(2) 静止辅助逆变电源方案的选择, 应结合国内电力电子技术的发展、元器件的使用水平以及国外地铁电动车组辅助逆变电源的发展方向, 研制和开发出适合我国城市轨道交通地铁和轻轨车辆的辅助逆变供电系统。
(3) 地铁静止辅助逆变电源的研制成功标志着我们已具备了开发和生产国产化地铁辅助电源的能力。
图8 输出电压、电流起动、稳态、停机过程
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