功率放大器范文1
【关键词】音频功率 放大器 设计
1 电路与频响之间的关系
由于音频功率放大器的组件与器件有不同的选择，所以设备组合完成以后，会形成多种性能间的差异，设备会出现阻抗、声音失真、频响、信噪比等，这些最终会对音响的音质产生巨大的影响。在这种情况下，我们对音频的功率放大器进行研究的时候，更加倾向于宽阔平坦的频响，这样音频的平衡度会有一个完整的控制，较好的控制电路的失真问题。
根据我们的实践研究可知，场效应管的主要特点如下：输入的阻抗高、噪音系数小、动态范围大等。在这种情况下，现代保真音响的组成主要由三级管与场效应管共同组成。音频功率放大器的互补对称放大器是通过不同极性的放大器组件相互构成的，高保真的放大器从而形成。在设备的运行阶段，会产生对称放大的功能，可以抵消失真的偶次谐波，对场音的失真度进行降低。通过研究我们可知，在充电过程晶体管的两级电容，会延迟系统功放输出的信号，从而使输出信号在输入信号之后。产生的负反馈会引发低瞬态互调失真，由于晶体管的两级电容较小，所以高频段的影响较大，所以，要减小低瞬态互调失真，就要降低电路的相移量。
2 音频功率放大器的设计
音频放大器在改进以前具有耗电大、体形笨重、工作效率低、具有失真性等特点，其晶体管始终处于导通的状态，其开关存在失真的情况。本文中所设计的音频功率的设计框架如图1所示，这种设计可以满足现代的音频放大器需求。音频功率放大器通过接收音频信号，将其传输至前端低放电路，数据经过沃尔漫电路、共源共基电路、恒压源电路传输至推动级，推动级通过反馈电路与沃尔漫电路互通，最后由推动级将音频传送至末级进行功放。
2.1 音源切换电路
进行音频功率放大器的切换过程中，我们对音频的质量应该进行控制，使用小型的继电器，对信号的传输路径进行缩小，如图2所示。对音源电路的切换我们可以使用5档开关，通过开关对5路继电器进行控制。其中电路中所使用的电压为12V，电阻为700欧姆，我们通过采用稳压器对继电器两端的电压进行控制，这样可以保证其他电路与5路继电器可以同时使用。
2.2 末级功放电路
我们使用2SC5200的大功率管做为音频功率放大器的末级功放三极管，特征频率为大于等于30赫兹，C-E之间的击穿电压大于等于160伏特，CM之间允许的电流大于等于15安培，两级之间最大的耗散功率大于等于150瓦特。这样可以使输出的功率有所提高。
2.3 前置低放电路
前置的低放电路在使用过程中的最大优点是，在使用的过程中其音频的失真度较低，而且频响较宽，具有增益与线性好的特点。在前置的低放电路中，进行串联的电阻可以构成分压电路，为基极提供相应的电压。对于漏极电压结型场效应管中的电压应该控制在11.2伏左右，保证电路中结型场效应管在运行过程中的安全可靠性，保证与地面连接工作正常进行。由于结型场效应管中的两端电压较低，不能在高压的环境中工作，所以兼作输入中点电位对输入电路的静态电流、电阻进行调节，在进行设计的系统中，我们将电流控制在1.4毫安左右，通过这样的方式，电压就变成了偏置电压。我们将静电电流控制在一定的范围内，可以得到10瓦特的功率，如果需要更高的功率时，就需要对末极功率的电源电压进行更改，将场效应管的两端电流进行控制，其控制在100毫安左右。这样设计，就可以在大功率的条件下，使场效应管电压控制器件的栅极阻抗高，当静态电流变大时，会伴随振荡的产生。 我们对前级电路的放大倍数，常规为10倍左右。而音频的放大器中，一般会使用专业的高音频专用管。这样音响可以在整体上对信噪比与频率转换速率进行提升，减少因开关失真所产生的一些其他不良后果。本文中所使用的专用管为2SJ77，通过对工作点的调节，使其呈现在最佳工作状态下。
3 结束语
音响成为我们生活中必不可少的设备之一，从电脑音频播放器到大的场馆会所放映厅，都需要不同的音频设备，音响根据人们的生活水平、文化层次、音乐修养、欣赏水平的不同而有所差异，高保真的音质是所有音响使用者所共同追求的。在上文中主要就频响与电路二者间的关系进行分析，对音频功率放大器的设计进行阐述，笔者从三个方面进行了分析，首先从其音源切换电路，其次是末级功放电路，最后是前置低放电路，通过图片以更加直观的方式对其特点进行表述，使得读者可以更加直观的对音频功率放大器的设计方式进行了解，希望本文对相关的读者有一定的借鉴作用。
参考文献
[1]来新泉，韩艳丽，李俊.驱动死区时间控制及其对D类音频功率放大器稳定性的影响[J].中国集成电路，2010（22）：130-135.
[2]朱樟明，过伟，杨银堂.CMOSPWMD类音频功率放大器的过流保护电路[J].固体电子学研究与进展，2010（24）：271-275.
[3]张平，朱贵宪.D类音频功放知多少――谈D类放大器在音频功放领域中的应用[J].电子制作，2012（25）：149-150.
[4]曾标.基于LM4562？LM4702CTA的合并式音频功率放大器的设计与制作[J].音响技术，2011（23）：163-167.
作者简介
常兴，男，陕西省宝鸡市人。现为陕西凌云电器集团有限公司机电公司工程部助理工程师。主要研究方向为电子科学与技术。
功率放大器范文2
论文关键词：功率放大器,逆,类,高效率,线性度
无线通信技术的发展对大功率射频发射前端需求的提高，加剧了通信系统线性度与效率之间的矛盾。虽然当前新的技术和产品不断涌现，GaNHEMT以及HBT晶体管开始在应用于无线通信系统，但因其昂贵的价格、稳定性、偏置电压等诸多因素的制约，还未成为主流设计产品。LDMOS晶体管作为当前主流功率放大晶体管，功率等级也不断提高。随着输出功率的提高，要求设计者采用合适的放大结构在功率回退的基础之上维持线性度与效率之间平衡，诸如：DOHERTY结构等。
本文采用LDMOS晶体管，设计逆F类功率放大器，在维持一定线性度的情况下提高效率达8%。
一、逆F类功率放大器原理
F类功率放大器就是基波和谐波负载阻抗用短路端阻抗和开路峰值来控制器件集电极（或漏极）电压和电流波形，以得到最大的效率。通过使用具有无耗传输线与具有无限品质因数的谐振回路相串联来实现集电极方波电压和半正弦波电流波形。工作于理想F类的放大器具有100%的集电极效率。
逆F类功率放大器具有与F类功率放大器相反的电压电流波形----方波电流与半正弦波电压，如图1所示。在这种情况下，最大输出电流波形幅度较小，减小了由于寄生电阻引起的两端电压以及集总参数电感上的损耗。
图1逆F类的理想电流和电压波形
逆F类功率放大器基波电流和电压分量分别由下式确定：
（1）
（2）
基波功率如下：
（3）
在这种情况下，理想的逆F类集电极效率可达100%，因为电流和电压之间无交叠部分。100%理想集电极效率下的器件集电极阻抗条件必须是
n为奇数（4）
n为偶数
理想逆F类功率放大器不能仅用一段传输线提供电压三阶和高阶奇次谐波短路终端，这一点与传统F类功率放大器仅用一段传输线实现偶次谐波短路终端不同。图2为逆F类等效输出阻抗峰化电路。
图2等效传输线匹配电路
逆F类基频分量下传输线的电长度，如下式所示：
（5）
公式（1）给出了理想F类工作的电压与电流波形。由傅里叶分析可知奇次谐波的总和构成了方波电压，基波和偶次谐波的总和近似为半个正弦电流形状。时域上没有交叠的电压、电流波形决定了100%集电极效率。随着工作频率的提高，实际F类和逆F类功率放大器输入输出匹配电路设计时，很难实现对超过三次的谐波进行合理的短路或峰化设计。
二、逆F类功率放大器的仿真设计
1、输入匹配电路设计
根据FREESCALE公司MRF7S27130的技术资料，在ADS仿真软件中进行SOURCE-PULL仿真获得最佳源阻抗=4.2+j*0.8。输入匹配仿真电路设计及S参数仿真如图3、图4所示：
图3逆F功率放大器输入匹配电路
图4输入匹配电路S参数仿真
2、输出匹配电路设计
根据逆F类功率放大器的原理，输出匹配电路设计是关键。根据MRF7S27130的技术资料及LOAD-PULL技术确定最佳负载阻抗=2.76+j*4.084。同时要通过短支截线实现偶次谐波开路及奇次谐波短路，以达到晶体管漏极输出电压半正弦波及漏极输出电流方波的目的。由于晶体管的工作于2.6GHZ频段，各次谐波均有较的频率，力争做到对其二次谐波及三次谐波的控制。仿真过程中要通过SMITH-CHART准确控制二次谐波点开路，三次谐波短路。图5、图6和图7是仿真电路图及仿真结果：
图5逆F类功率放大器输出匹配电路
图6输出电路S参数结果
图7输出电路S参数SmithChart结果
三、逆F类功率放大器制作与实测结果
选Freescale公司MRF7S27130LDMOS管，基板选材罗杰斯-4350，介电常数3.48，板厚道0.508mm，铜厚0.05mm。为了增强功率放大器的散热及良好的接地性能设计纯铜底座一个。
输出匹配电路及栅极偏置将是逆F类功率放大器调试的重难点所在，为此设计者务必反复实验以获得逆F类放大器的最佳性能参数。以下图表是逆F类放大器的实物图及测试结果。
图7逆F类放大器实物
图8AB类与逆F类漏极效率比较图
图9AB类与逆F类二次三次谐波抑制比较图
四、结论
通过仿真及实物验证，在大功率输出情况下逆F类功率放大器获得了比AB类功率放大器高的效率。但大功率开关模式放大器都带来线性度较差的问题，这需要设计都在线性度与效率之间做出权衡。
参考文献
1 Doherty W H., A new high efficiency amplifier for modulated waves, Proc. IRE, vol.24, Sept.1936,pp.1163-1182.
功率放大器范文3
【关键词】低频功率 放大器 前置放大 单元元件 带阻滤波器
低频功率放大器在我们的日常生活扮演者重要的角色，我们使用的电子产品的音响都会装有低频巩固率放大器这样的设备，同时在控制系统以及测量系统等领域都有较广泛的使用，经过多年的技术研究与发展，低频功率放大器有了突飞猛进的进步，具有了成熟了技术线路，同时在思想认识上也有了进步，尽管这样，随着无线通讯的飞速发展，无线收发器作为无线通信里的核心部分，人们对它的要求越来越高，需要更低的功耗、更高的效率还要体积越来越小，但是功率放大器作为收发器的最后一级，但是消耗的功率是整个收发器功率的60%～90%，这样对系统的性能具有很大的影响，因此需要设计一种高效低频低功耗的功率放大器对于提高收发器的性能有着至关重要的作用。本文就是针对目前功率放大器的不足进行设计与研究。
1 系统总体设计
低频功率放大器系统的组成分别是电压放大电路、滤波器、功率放大电路、输出级电路还有人机接口显示电路等五个部分组成，在该设计中要求电压放大倍数为1，放大器的增益闭环是0，因此采取两级放大电路为低频功率放大器提供较大的输出功率，同时选用带阻滤波器对40 ～ 60Hz 的信号衰减，进而通过功率放大器进行放大功率，经过功率放大之后在对其进行显示设计，最后通过稳压电源提供稳定的直流电，设计出低耗、实用、廉价的低频功率放大器。
2 系统设计中的主要技术指标
本文中设计的低频功率放大器的主要功能是：用开关将信号源提供的正弦波弱电压信号进行转换，工作方式是先将电压进行放大，在将功率进行放大，进而为等效负载电阻提供一定的输出功率，在设计过程中有很多技术指标，主要的技术指标有：
额定输出功率POR：当输出信号失真度小于一定的规定值时，额定的负载电阻上最大的功率。
带宽BW：低频功率放大器的正常频率范围。
非线性是真系数：在额定输出功率POR下和一定的带宽BW内，输出信号的非线性失真程度。
噪声电压：当低频功率放大器的输入值为零的时候，负载上的电压值。
效率η：负载上输出的额定功率POR与消耗的电源功率PDC之比。
3 电路设计
3.1 电压放大电路设计
电压放大电路是系统设计的首要单元，电压放大电路的主要作用是将小信号进行放大，通过这种运放的高速转换性能可以改善电路的瞬态性能，这样在较宽的带宽下，信号就可以在不同程度的频段也可以不失真地输出，极大地提高了电路的稳定性。在电压放大电路的设计过程中前置放大是由两级NE5532和电路构成，NE5532 的优点是精度高、噪声低、阻抗高、频带宽，而其他的各级放大电路采用固定增益和输出衰减组成，电压的放大倍数可以通过调节电路增益达到。
3.2 功率放大电路
在允许的失真限度内，高效率的向负载提供足够大的功率这是功率放大器的主要作用，功率放大电路的理论基础、工作状态、电路的形式等都与电压放大电路的设计不同。功率放大电路的主要结构元件是NE5532、IRF530、功率末级的两个场 效 应 管IRF9530，这三个元器件对管的特性要求大致一致，这样就可以减小功率放大器的失真现象，IRF530 的主要任务是放大电路，放大倍数是R3 /R1，NE5532的脚1和脚8接到调零电阻上，脚5和脚8之间接到补偿电容上，这样就可以弥补运放过程中产生的零漂和减小失真现象。
3.3 带阻滤波器电路设计
带阻滤波器的主要作用是可以消除50Hz交流电所引起的干扰，该设计过程中采用的是反相型带通滤波器组成的带通滤波器，反相型带通滤波器以及加法运算放大器主要是有2 个 OP07 构成，主要的工作流程是反相型带通滤波器输出的是输入信号反相带通信号，进而输入信号与加法运算放大器相加，得到了带阻信号。二阶带阻滤波器的性能的好坏是由中心角频率系数和带阻滤波器的品质因素Q决定。
3.4 转换电路设计
主要采用的器件是单片机内部的10位AD转换器，但是在设计过程中通过实验发现采用单片机内部10位AD转换器处理的效果不是很理想，通过再次研究决定采用两个AD转换芯片对负载输出的信号进行转换，再通过单片机进行计算，在液晶显示屏上显示出功率和效率。
3.5 显示电路
显示电路的设计采用的器件是12864液晶显示屏，显示屏主要显示输出的功率、直流电源供给的功率以及整个功率放大器的效率，采用这种液晶显示屏的优点是屏幕的反应速度快、较高的对比度以及低功耗。人机之间的交互可以良好的进行，在设计过程中采用串口连接，在单片机的控制下按照规定要求进行显示固定格式的数据或者字符等信息。
4 结语
随着科技的进步，电子产品在人们的日常生活中扮演着重要的角色，低频功率放大器作为电子产品的重要元件，其质量的好坏、性能的高低直接影响了电子产品的使用效果，本文中详细介绍了一种简单实用、性能较高、功耗较低、价格低廉的低频功率放大器的设计方案，在设计过程中满足了输出的波形没有明显的失真，电压放大倍数为1，放大器的增益闭环是0的要求，并最大限度的挖掘单片机的资源，进而功率放大器设计的需求，通过测得发现该电路具有很好的频率响应特性，功率放大器对低频信号具有较好的放大作用，符合实际使用过程中的要求，同时设计价格低廉，只需要几十元，可以被电子产品、音频功率放大器广泛的应用。
参考文献
[1]张琰.基于《单管低频交流小信号电压放大分析》实验的改进[J].郑州铁路职业技术学院学报，2005（02）.
[2]赵闪，余华兵，王麟煜，孙长瑜.基于IGBT的低频水声功放技术[J].江南大学学报（自然科学版）， 2012（05）.
[3]蔡卓恩，郭宁，董红生.具备参数检测及显示功能的低频功率放大器的设计[J].兰州工业高等专科学校学报，2010（02） .
功率放大器范文4
【关键词】Multisim;高频谐振功率放大器;特性;仿真
Multisim10是专门用于电子电路仿真和设计的电子自动化软件，设计与仿真实验可以同步进行，边设计边实验，修改调试方便，实验中不消耗实际的元器件。在计算机上做仿真实验， 具有直观、方便、高效的优点。并且可通过实际的电路， 对最后的设计结果进行验证。在电子技术教学中引入电路设计仿真软件设计电路， 是提高学生电子电路设计水平和设计能力的有效方法， 对于培养创新和实用人才、改革传统的实验教学模式， 提高实验教学质量有重要的意义。
高频谐振功率放大器是无线电通信系统中的重要组成部分，在无线电信号发射时，要使发射的高频信号覆盖足够的范围，待发射的高频信号必须经过一系列的放大，以获得足够的功率，然后馈送到天线上辐射出去，因此必须采用高频谐振功率放大器，为了提高效率，谐振功率放大器工作在丙类状态。利用Multisim软件构建高频谐振功率放大器的仿真电路，分析其负载特性、调制特性和放大特性。
1.高频谐振功率放大器仿真电路的构建与仿真
高频谐振功率放大器的仿真电路如图1所示，功率表1为输出功率，功率表2为直流电源提供的功率，示波器A通道波形为集电极电流波形，B通道为负载上的电压波形，函数信号发生器1产生的信号为输入的余弦波信号，频率为1.12MHz，振幅为0.8v，偏移量为-65mv。
图1 高频谐振功率放大器的仿真电路图
打开仿真开关，双击示波器图标，可以得到集电极电流及负载上的电压波形如图2所示。由图2可见，由于高频谐振功率放大器工作在丙类状态，在一个信号周期内，只有短时间内导通，集电极电流为尖顶余弦脉冲;由于谐振回路具有选频作用，输出为完整的余弦波。仿真结果与理论分析一致。
图2 高频谐振功率放大器集电极电流波形
和负载上的电压波形
2.特性分析
（1）负载特性分析
调整可变电阻R2的接入比例，记录功率表XWM1和XWM2的示数，其中XWM1为输出功率Po，XWM2为直流电源供给功率PDC，计算电路的效率η，如表1所示。
表1 功率、效率随负载变化表
可变电阻R2比例 20% 30% 40% 50% 60% 70% 80% 90%
供给功率PDC（uW） 97.169 141.299 186.071 206.261 205.312 205.312 205.312 205.312
输出功率Po（uW） 93.347 138.124 180.569 183.947 156.212 135.344 119.479 106.790
效率η（%） 96.07 97.75 97.04 89.05 76.09 65.92 58.19 52.01
由记录结果可知，因为LC并联谐振回路谐振电阻，随着R2的接入比例逐渐增大，谐振电阻逐渐减小，放大器由过压经临界到欠压工作状态，供给功率在过压状态逐渐增大，欠压工作状态基本不变，输出功率先增大到最大（临界）后逐渐减小，效率逐渐减小。分析结果与理论分析一致。
（2）调制特性分析
①集电极调制特性
调整直流电源V1的电压值，记录功率表XWM1和XWM2的示数，计算电路的效率η，如表2所示。
表2 功率、效率随集电极电源电压变化表
直流电源V1（V） 7 9 11 13 15 17 19
供给功率PDC（uW） 65.662 109.423 162.222 206.262 236.899 268.485 300.072
输出功率Po（uW） 64.868 106.785 158.102 183.947 183.947 183.947 183.947
效率η（%） 98.79 97.59 97.46 89.18 77.65 68.51 61.30
随着V1的逐渐增大，放大器由过压经临界再到欠压状态，Ucm，Ic1m，Ico过压状态逐渐增大后在欠压状态基本不变，则输出功率，先增大后基本不变，供给功率PDC=VCCICO逐渐增大，效率逐渐减小。因此工作在过压区的高频谐振功率放大器，VCC的变化可以有效的控制输出变量的变化。仿真结果与理论分析一致。
②基极调制特性
调整信号发生器的偏移值（即基极偏置电压VBB），观察功率表XWM1和XWM2的示数，计算电路的效率η。可知随着信号发生器的偏移值逐渐增大，放大器由欠压经临界再到过压状态，Ucm，Ic1m，Ico欠状态逐渐增大后在过压状态基本不变，则输出功率先增大后基本不变，供给功率PDC=VCCICO逐渐增大后基本不变，效率逐渐增大后基本不变。因此工作在欠压区的高频谐振功率放大器，VBB的变化可以有效的控制输出变量的变化。仿真结果与理论分析一致。
（3）放大特性分析
调整信号发生器的振幅（即输入电压幅值Uim），放大器的性能随Uim变化。放大特性与基极调制特性的情况基本相似。随着输入电压幅值Uim逐渐增大，放大器由欠压经临界再到过压状态，Ucm，Ic1m，Ico欠状态逐渐增大，后在过压状态基本不变。则输出功率先增大后基本不变，供给功率逐渐增大后基本不变，效率逐渐增大后基本不变。作为放大器时，必须使Uim变化时Ucm有较大的变化，因此必须工作在欠压区;而在过压区，电路具有振幅限幅作用。仿真结果与理论分析一致。
当输入信号幅度为820mV时，观察集电极电流波形和谐振网络电压波形如图3所示。说明高频谐振功率放大器工作在过压状态的特点。
图3 高频谐振功率放大器过压时集电极电流波形和负载上的电压波形
3.结语
由以上分析可知，Multisim中的仿真分析结果与理论分析结果一致。将仿真软件Multisim 应用于电子电路教学过程中，改变传统教学模式，同学们可以一边实验一边修改电路及参数，所以它具有直观而形象的特点，通过仿真实验，可以较好地将理论与实践结合起来，加深对理论知识的理解和认识，提高课堂教学效果。相比于传统的实验教学更加迅速、方便，对于对进一步培养学生的综合分析能力，电路设计开发、创新能力具有非常重要的意义。
参考文献
[1]彭延峰等.用Multisim分析二阶低通滤波器电路[J].现代电子技术，2008，17.
[2]肖渊.基于Multisim的放大电路设计及仿真研究[J].陕西科技大学学报，2009.
功率放大器范文5
Abstract： A digital amplitude-frequency equalization power amplifier was presented.The system incorporates preamplifier, band-stop network,FPGA digital processing module and power amplifier circuits. Test results shows that the whole system is characterized by its high gain, wide band and high efficiency.
关键词： 均衡；功率放大；效率
Key words： equalization；power amplifier；efficiency
中图分类号：TP39 文献标识码：A文章编号：1006-4311（2011）01-0164-03
0引言
在声音的拾取过程及通过音响设备的传送过程中, 由于设备或器件的原因, 导致其幅度对频率的响应往往不一致, 这样经放大器输出后, 就达不到原来的听觉效果。数字均衡放大器就是一个改善音频频率响应的放大器设备。
1方案选择
1.1 总体设计方案
1.1.1 前置放大的方案设计与选择设计采用AD603与NE5532 级联放大。AD603增益高且稳定，NE5532 噪声低，在20Hz-20kHz内增益稳定。
1.1.2 A/D采样电路、D/A转换电路的选择经过实际分析和性能比较，TLC5615可达到10位转换，串行输出，电路简单的效果。所以本系统A/D采样电路、D/A转换电路选择TLC5615。
1.1.3 低频功率放大器电路的设计和选择由于不能使用MOS集成功率模块，本设计使用晶体管二极管和分立的大功率MOS管等元件搭建了引入反馈的乙类推挽功率放大器。
1.1.4 整体方案选择方案本设计采取的整体方案是基于FPGA的数字幅频均衡功率放大器。
信号经前置放大、带阻网络后，可对其进行A/D采样，然后利用FFT转换到频域后对各频率的幅值进行补偿，再利用IFFT进行反变换，经D/A 转换成模拟量，然后进行低频功率放大。本方案利用FPGA进行数字处理以实现幅频均衡。这种方法成本低，效果好。
1.2 系统组成经过以上各方面的方案论证与分析比较，本设计采用基于FPGA数字幅频均衡功率放大器的方案。具体系统框图如图1所示。系统分为前置放大器、带阻网络、FPGA数字处理模块、功率放大器模块。前置放大器使用AD603和NE5532级联放大，阻带网络按设计说明焊接，得到频域值，数字幅频均衡部分使用FPGA技术，先用MAX148进行采样，再利用FFT原理进行幅频补偿，然后进行IFFT，经D/A转换得到信号时域模拟量，再通过功率放大电路完成功率放大。
2主要电路设计
2.1 前置放大的设计设计要求输入信号有效值小于10mV，电压放大倍数不小于400倍，增益A（dB）=20 lg400=52.04（dB），而输入信号频率在20Hz－20kHz，所以要求选用放大器须有足够的增益和增益带宽。
AD603是AD公司推出的一种低噪声且由电压控制的增益放大器。它提供精确的、可由管脚选择的增益，它的增益是线性变化的,且在温度和电源电压变化时有很高的稳定性,在带宽为9MHz时增益控制电压VG=VC1-VC2（-500mV≤VG≤500mV），理论上增益与增益控制电压的关系:增益A1（dB）=40VG+30（从10dB 到50dB）NE5532的增益计算： 增益A2（dB）=20lg（RF/RE）（dB）级联后增益可达:A（dB）=（40VG+30）×[20lg（RF/RE）]（dB）而且增益在带宽内可调，信号不失真。在20Hz-20kHz通频带内衰减小于-1dB。
为了实现输出电阻为600Ω，在输出端加射级跟随器然后串联600Ω电阻。
前置放大器电路如图2所示。电压增益可由滑动变阻器R4、R3来控制，R4控制VG=VC1-VC2=VC1-0=VC1，R3控制 RF/RE ，这样即可实现增益可调。
2.2 带阻网络的设计根据设计说明的带阻网络图搭建带阻电路。为了达到较高的精度，所用电阻精确度均为千分之一，电感电容也精确度较高。带阻网络电路如图所示。
信号经过带阻网络后时域变为频域，各个频率对应特定的幅值。其波特图特性为400Hz左右衰减倍数大，从约400Hz向两侧的衰减倍数逐渐减小。
2.3 数字幅频均衡电路的设计
2.3.1 A/D采样电路设计A/D部分实现模拟信号到数字信号的转换，ADC采用10位的MAX148。在模拟信号输入端加600Ω接地，然后串接射级跟随器。
2.3.2 D/A转换电路设计D/A部分将数字处理部分得到的数字信号转换成模拟信号，芯片采用10位转换、串行输出的TLC5615。
2.4 功率放大器电路的设计经过计算，设计为引入反馈的乙类推挽MOS管功率放大器。电路的MOS管选用IFR9530和IFR530组成对管使用，NE5532构成电压驱动激励级，功率放大器采用±20V为供电。电路如图3所示。
3软件设计
FPGA设计用verilog语言对其编程，采用Quartus的Verilog编译。程序分为控制部分和数字处理部分。
3.1 控制部分的程序设计控制部分的程序主要是分为模数转换和数模转换两大部分，通过FPGA来控制A/D和D/A电路进行转换。
3.2 数字处理部分的程序设计数字处理部分的程序主要是完成FFT时频变换、浮点乘法和IFFT反变换等功能。
3.3 主程序流程图流程图如图4所示。
4系统测试
4.1 测试仪器
信号发生器 FG708S数字万用表UT-52
直流稳压稳流电源JW-4 型
数字示波器 TDS 2012B 频率特性测试仪BT3-D
4.2 指标测试和测试结果
4.2.1 对前置放大器的测试
（1）放大倍数和通频带的测试采用示波器TDS 2012B对电压幅值进行测量，当输入信号有效值5mV时幅值为 5mV×=7.07mV，所以信号发生器幅值设为7mV，改变信号频率，在放大电路输出端利用示波器测试不同频率信号对应的输出信号幅值。
根据表1中数据并计算可知，放大器放大倍数达到428倍，且在带宽内增益稳定。计算各个频率的增益值：A=20lg（Vo/Vi），可以证明-1dB通频带包括20Hz-20kHz。
（2）输出电阻的测试利用公式伏安法对输出电阻进行多次测量：R=-1R（令RL=600Ω），测量结果求平均数后得：Ro=595（Ω）
4.2.2 对带阻网络的测试要求以10kHz时输出的信号V2电压幅度为基准最大衰减≥10dB。具体结果如表2：
由表2测试结果可知，500Hz的衰减最大，与10kHz相比衰减 10.54dB。
4.2.3 对数字幅频均衡电路的测试
（1）输入电阻的测试利用伏安法多次测试输入电阻，根据公式R==计算可知：Ri平均值为599 （Ω）。
（2）电压幅度波动的测试先测量10kHz时的电压幅度V0，然后测不同频率的电压幅度Vn，计算20lg[（Vn-V0）/V0]。记录结果如表3。
由表3可知：电压幅度波动在±1.3dB以内。
4.2.4 对功率放大器的测试
（1）输出功率和输出波形的测试用数字万用表的伏特表测负载8Ω上的电压Uo，利用公式计算输出功率。
最后求得其值为：Po= 22.53（W）。
利用数字示波器TDS 2012B观察输出波形：输出正弦波，无明显失真。
（2）通频带的测试对输入信号的频率从20Hz调到20kHz，使用示波器观察放大倍数最大时的幅值并记录。在改变频率使幅值变为最大幅值的0.707倍，记录频率值。
（3）放大器效率的测试功率放大器效率为：η==67%。
4.3 结果分析设计实现了设计任务的大部分要求和指标，在前置放大器放大倍数、带阻网络最大衰减、功率放大器输出功率以及功率放大器的效率等方面都做了一定的扩展，总体上较好的完成了任务要求。但是数字幅频均衡方面因为时间有限而且编程要求较高所以实现效果不佳。另外，部分实际测试结果与Multisim仿真软件的仿真结果有差异，虽然实现了指标要求，但是与理论值有差异。分析原因，输入信号为小于10mV的小信号，器件噪声、器件精密度、电路板的焊制会对频率的波形、稳定性和准确度产生影响。功放部分的效率会受器件的功耗，滤波器电路的影响。
5结论
设计采用基于FPGA的数字幅频均衡功率放大器的方案。系统分为前置放大、带阻网络、FPGA数字处理模块、功率放大器。前置放大器使用AD603和NE5532级联放大，放大倍数符合要求。阻带网络按设计说明焊接，达到要求的衰减值。数字幅频均衡部分使用FPGA技术，A/D采样后利用FFT原理变换到频域根据浮点乘法原理对各点进行补偿，然后IFFT得到时域，再经D/A转换，通过功率放大电路完成功率放大。功率放大器设计为带负载的乙类推挽放大器，输出功率、效率较高。系统指标基本上达到了任务要求。
参考文献：
[1]樊昌信.通信原理（第5版）[M].北京：国防工业出版社，2001.
[2]田耕等.无线通信FPGA设计[M].北京：电子工业出版社，2008.
[3]Uwe Meyer_Baese.数字信号处理的FPGA实现[M].北京：清华大学出版社，2006.
[4]姜宇柏等.通信收发信机的Verilog实现与仿真[M].北京：机械工业出版社，2006.
[5]傅丰林.低频电子线路[M].北京：高等教育出版社，2003.
[6]程培青.数字信号处理教程[M].北京：清华大学出版社，2001.
功率放大器范文6
关键词： PWM；D类功率放大器；效率；失真度
中图分类号：TN949.199文献标识码：B
The Design of a Class D Audio Power Amplifier with PWM Modulation
CAI Yan-yan, LI Wen-fang
(HuangHe Science and Technology Colledge, Electronic and information engineering Department, Zhengzhou Henan 450062, China)
Abstract: With the advantages of high efficiency, energy saving and small size, the class D amplifier is used extensively in portable applications, homeequipment, car audio and so on. In this paper, the Class D audio power amplifier with PWM and 5V supply is presented. The entire circuit contains a preamplifier, an error amplifier, comparators, oscillator, gate-driver circuit, full-bridge, and reference circuit. Feedback is applied to reduce the total harmonic distortion. A dual PWM scheme is used to minimize static power consumption of the system, and it also removes the LPF, makes the system smaller.
Keywords:PWM; Class D power amplifierP; efficiency; Distortion
引 言
D类放大器是一种具有极高工作效率的开关功率放大器，被放大的信号并非为直接输入信号，而是经采样变换为脉宽变化的开关信号，使功率开关管均处于开关状态。理想状态下，功率开关管导通没有电压降，关断时没有电流流过，效率可达100%。但实际中，由于受器件限制（如开关速度、漏电流、导通电阻不为零等）和设计上的不完善，其实际效率通常可达到90%以上，同线性放大器相比，具有较大的优势，目前已经在一些高档产品中得到应用并投放市场。本文设计的D类音频功率放大器主要基于以下三个方面考虑：保证高保真度、提高效率和减小体积。
1D类音频功放的系统设计
本文所设计的D类音频功率放大器的系统结构如图1所示。该放大器结构是基于双边自然采样技术方案实现的，在任一时刻输出所包含的信息量都是单边采样方案的两倍，通过双边自然采样还可以把输出音频信号中大量的失真成分移除到人耳所能感应到的音频带宽范围之外，达到去除D类音频功率放大器输出端低通滤波器的目的。
系统采用单电源供电，脉冲信号“out1”和“out2”的高低电平分别为VDD和GND，输入放大级由运算放大器OTA的闭环结构实现，误差放大器则由运算放大器OTA与电容Cs构成。系统工作时，音频输入信号Vin首先经过输入放大级后输出两路差分信号，再与反馈信号求和送到误差放大器中产生误差信号VE1、VE2，对三角波载波信号VT进行调制，输出两路脉冲信号“out1”和“out2”以驱动扬声器发声。系统包含两个反馈环路，第一个由R1、Rf1和OTA组成，用来设置输入放大级和整个D类音频功率放大器的增益，第二个由R2、Rf2和后端音频信号处理电路组成，用来减小系统的THD指数。
在图1中，对电容Cs充放电的电流I1、I2由Vout1、Vout2、Vin、R1、Rf1、R2和Rf2共同决定，其中电阻和电容必须具有良好的线性度和匹配性，以获得良好的闭环性能。
开环D类音频功率放大器的模型如图2所示。
此时系统输出为：
Vout1= HfVin+Vn（1）
开环系统的总谐波失真为：
式（2）中的Vin为放大器的输入信号，Vn为引入的谐波失真，Hf为传递函数。
具有反馈环路的D类音频功率放大器的模型如图3所示。
此时系统的输出为：
其中Hfb为闭环模型的传递函数，G为反馈增益。为了得到相等的放大倍数，设计传递函数为：
Hf = Hfb/(1+HfbG)（4）
则式（3）变为：
Vout2 = HfVin+Vn/(1+HfbG)（5）
闭坏系统的总谐波失真为：
比较式（2）和式（6）可以看出，具有反馈环路闭环系统THD为开环系统THD的1/(1+HfbG)，即通过反馈结构减小了系统的THD。
2单元电路设计实现
系统单元电路主要包括：输入放大级、误差放大器、比较器、驱动电路、全桥开关电路、内部振荡电路和基准电路。
2.1输入放大级
D类音频功率放大器的输入放大级是基于运算放大器（OTA）的闭环结构来实现的，其结构如图4所示，用来根据需要对输入的音频信号作电平调整和信号放大处理，使输入信号在幅度方面能满足后级电路的要求，输入放大级的增益可以通过设置Rf1和R1的阻值来决定。
2.2比较器
本文所采用的比较器电路如图5所示，比较器电路由三级构成，即输入预放大级、判断级（或正反馈级）和输出数字整形缓冲级。预放大级采用有源负载的差分放大器来实现，其放大倍数不用很大，用来进行输入信号的放大，以提高比较器的敏感度，并把比较器的输入信号与来自正反馈级的开关噪声隔离开；判断级用来将预放大级的信号进一步放大，为比较器的核心部分，电路中通过把m8与m9的栅极交叉互连实现正反馈，以具备能够分辨非常小的信号的能力，并提高此级电路的增益；输出缓冲级是一个自偏置的差分放大器，它的输入是一对差分信号，用来把判断级的输出信号转化成逻辑电平（0V或5V），即输出高电平VOH=VDD，输出低电平VOL=GND。
2.3内部振荡电路
本文采用的三角波产生电路结构如图6所示，其中m5、m6和m7、m8构成了两组恒流源，m9～m13和Q1构成了输出级。在电路中，采用将输出信号VT分别反馈到比较器comp1和comp2，与参考电平VREF1和VREF2（VREF2
由图6可知，VT初始电压值为零，电路上电时，由于0
2.4全桥开关电路
输出级采用N、P型功率开关对管组成的全桥开关电路实现，其结构及负载电流流向如图7所示。
全桥开关电路工作在开关模式，随着输入信号的改变，m1～m4的状态随之转换，始终只有对角一对功率开关管导通，另一对截止。
2.5驱动电路
驱动电路结构如图8所示，该电路能有效调节死区时间（N型、P型功率开关管同时关断），防止单臂“shoot-through”现象，并有保护关断功能。输入信号为比较器输出的PWM脉冲信号，PWM1用来驱动N型功率开关管，PWM2用来驱动P型功率开关管。为了避免全桥开关电路中的单臂“shoot-through”现象，当PWM信号从低电平变为高电平时，PWM2应首先变为高电平，关断PMOS功率开关管，随后PWM1再变为高电平，开启NMOS功率开关管，如图9所示；反之，当PWM信号从高变为低时，PWM1先变为低电平，关断NMOS开关功率管，随后PWM2再变为低电平，开启PMOS开关功率管。实际电路中，可以根据需要通过控制延迟单元的控制位Tc来调整死区时间的长短。为减小失真，必须减小死区时间，该驱动电路采用了逐级增加驱动能力的方式来驱动功率管，从而减小了必要的死区时间，保证了低失真度。EN是控制模块的使能信号，正常工作为高电平；当出现过流、过温等情况时，则变为低电平，关断全桥功率开关电路。
2.6基准电路
本文所设计的带隙电压基准源结构如图10所示，主要由核心电路与启动电路两部分组成。
核心电路中M1～M12一起构成共源共栅电流镜来提供直流偏置，运放op1采用两级共源共栅放大。另外，在图10电路中引入了负反馈，保证了该偏置电路电流镜的准确性，同时与电源无关，具有很高的电源抑制比。
电路上电时偏置电路可能会出现零电流的情况，需要启动电路保证电路能够正常工作。电路不工作时，EN、Vs1为0，Vs2、Vs3为1，M15、M17不通，运放输出为高，M3～M6也不通，整个电路不消耗电流。当EN由0变成1时，由于C1的作用，Vs1保持为0，Vs2为1，Vs3变为0，此时M15、M17导通，inp、inn分别被拉到0、1，运放输出变为0，M3～M6导通，M13、M14支路开始有电流，并对C1充电，直到Vs1高过I2阈值电压时，Vs2变为0，Vs3则变为1，M15、M17关断。最终电路偏离零电流状态，开始正常工作，且Vs1充至电源电压，整个启动电路不再消耗电流。
3结论
本文研究了基于PWM调制技术D类音频功率放大器的工作原理，通过引入反馈技术减小了D类音频功率放大器的THD；通过逐级增加驱动能力的方式减小了必要的死区时间，保证了更低的失真度；采用双路反宽调制方案，一方面抑制了系统的静态功耗，另一方面去除了输出级的LC低通滤波器，达到了减小系统成本和体积的目的。
参考文献
[1] 雍家鹏，张树丹，于宗光. 一种无滤波器D类音频功率放大器的设计[J]. 电子器件，2008年第4期.
[2] 钟清华. D类音频功率放大器的PWM改进方案与实现[J]. 电声技术，2004，10（7）：33-36.
[3] Jae H. A Class D Switching Power Amplifier With High Efficiency and WideBandwidth by Dual Feedback Loops[C]. IEEE, 1995, 25(7): 428-429.
[4] Choi S C, Lee J W, Jin WK, et a1. 10-W Single-Chip Class D Power Amplifier with very high efficiency for audio applications[C]. International Conference on Consumer Electronics, 1999, 18-19.
