功率放大电路范文1
引言
现有的很多小信号放大电路都是由晶体管或MOS管的放大电路构成，其功率有限，不能把电路的功率做得很大。随着现代逆变技术的逐步成熟，尤其是SPWM逆变技术，使信号波形能够很好地在输出端重现，并且可以做到高电压，大电流，大功率。SPWM技术的实现方法有两种，一种是采用模拟集成电路完成正弦调制波与三角波载波的比较，产生SPWM信号；另一种是采用数字方法。随着应用的深入和集成技术的发展，已商品化的专用集成电路（ASIC）和专用单片机（8X196/MC/MD/MH）以及DSP，可以使控制电路结构简化，集成度高。由于数字芯片一般价格比较高，所以在此采用模拟集成电路。主电路采用全桥逆变结构，SPWM波的产生采用UC3637双PWM控制芯片，并采用美国IR公司推出的高压浮动驱动集成模块IR2110，从而减小了装置的体积，降低了成本，提高了系统的可靠性。经本电路放大后，信号可达3kV，并保持了良好的输出波形。
图1
1 UC3637的原理与基本功能
UC3637的原理框图如图1所示。其内部包含有一个三角波振荡器，误差放大器，两个PWM比较器，输出控制门，逐个脉冲限流比较器等。
UC3637可单电源或双电源工作，工作电压范围±（2.5～20）V，特别有利于双极性调制；双路PWM信号，图腾柱输出，供出或吸收电流能力100mA；逐个脉冲限流；内藏线性良好的恒幅三角波振荡器；欠压封锁；有温度补偿；2.5V阈值控制。
UC3637最具特色的是三角波振荡器，三角波产生电路如图2所示。三角波参数按式（1）及式（2）计算。
Is=[（+VTH）-（-Vs）]/RT （1）
f=Is/{2CT[(+VTH)-(-VTH)]} （2）
式中：VTH为三角波峰值的转折（阈值）电压；
Vs为电源电压；
RT为定时电阻；
CT为定时电容；
Is为恒流充电电流；
f为振荡频率。C3637具有一个高速、带宽为1MHz、输出低阻抗的误差放大器，既可以作为一般的快速运放，亦可作为反馈补偿运放。UC3637实现其主要功能的就是两个PWM比较器，实现电路如图3所示。其他还有如欠压封锁，2.5V阈值控制等功能，这些功能在应用电路中也给予实现。
2 IR2110的结构与应用
IR2110的内部功能框图如图4所示。它由三个部分组成：逻辑输入，电平平移及输出保护。IR2110具有独立的低端和高端输入通道；悬浮电源采用自举电路，其高端工作电压可达600V，在15V下静态功耗仅116mW；输出的电源端（脚3Vcc，即功率器件的栅极驱动电压）电压范围10～20V；逻辑电源电压范围（脚9VDD）3.3～20V，可方便地与TTL或CMOS电平相匹配，而且逻辑电源地和功率地之间允许有±5V的偏移量；工作频率高，可达100kHz；开通、关断延迟小，分别为120ns和94ns；图腾柱输出峰值电流为2A。
下面分析高压侧悬浮驱动的自举原理。
IR2110用于驱动半桥的电路如图5所示。图中C1及VD1分别为自举电容和二极管，C2为Vcc的滤波电容。假定在S1关断期间C1已充到足够的电压（Vc1≈Vcc）。当脚10（HIN）为高电平时VM1开通，VM2关断，Vc1加到S1的门极和发射极之间，C1通过VM1，Rg1和S1栅极－发射极电容Cge1放电，Cge1被充电。此时Vc1可等效为一个电压源。当脚10（HIN）为低电平时，VM2开通，VM1断开，S1栅电荷经Rg1，VM2迅速释放，S1关断。经短暂的死区时间（td）之后，脚12（LIN）为高电平,S2开通，Vcc经VD1，S2给C1充电，迅速为C1补充能量。如此循环反复。
图4
IR2110的不足是保护功能不够及其自身不具有负偏压。为此，给它外加了一个负偏压电路，具体见图6。
3 应用UC3637和IR2110构成控制驱动电路
图6是IR2110构成的驱动电路。由图6可见用两片IR2110可以驱动一个逆变全桥电路，它们可以共用同一个驱动电源而不须隔离，使驱动电路极其简化。IR2110本身不能产生负偏压。由驱动电路可见本电路在每个桥臂各加了负偏压电路，以左半部为例，其工作过程如下：VDD上电后通过R1给C1充电，并在VW1的钳位下形成＋5.1V电压Vc1，当IR2110的脚1（LO）输出为高电平时，下管有（VDD－5.1）V的驱动电压，同时在下管关断时下管的栅源之间形成一个－5.1V的偏压；下管开通同时脚1（LO）输出高电平通过Rg2，R2开通MOSFET让C3进行充电;当IR2110的脚7（HO）输出为高电平时，由C3放电提供上管开通电流，同时给C2充电并由VW2钳位＋5.1V，下管关断时Vc2即形成负偏压。为了只用IR2110的保护功能，把脚11（SD）端接地。
图7是用UC3637产生PWM波的电路。由图7可知，这是一个开环小信号放大电路，因为，小信号的电压幅值相对三角波幅值过低，所以，小信号先经过UC3637本身的Error运算放大器进行放大，使其幅值约等于三角波的幅值。本电路没有利用UC3637做死区，而是单独作了一个死区延时。然后把放大的信号直接和三角波进行比较，分别在UC3637的脚4及脚7输出反相的SPWM波，经过死区延时电路、滤杂波电路、隔离电路送到IR2110驱动芯片。
图6
设计电路应注意以下问题：
1）UC3637的RT和CT要适当选择，避免RT上的电流过大，损坏片子；
2）驱动电路中C2值要远远大于上管的栅源极之间的极间电容值；
图7
3）IR2110的自举元件电容的选择取决于开关频率，VDD及功率MOSFET的栅源极的充电需要，二极管的耐压值必须高于峰值电压，其功耗应尽可能小并能快速恢复；4）IR2110的驱动脉冲上升沿取决于Rg，Rg值不能过大以免使其驱动脉冲的上升沿不陡，但也不能使驱动均值电流过大以免损坏IR2110；
5）当PWM产生电路是模拟电路时可以直接把信号接到IR2110；当用采数字信号时要考虑隔离；
6）注意直流偏磁问题。
4 实验结果
由一个信号发生器模拟输入，UC3637产生63kHz的三角波，直流母线电压是220V。本电路分别在假性负载和压电陶瓷负载下做实验，输出端输出很好的放大信号。
图8是在实验室做单频正弦输入信号上下功率MOSFET的驱动波形，图9是逆变桥的输出。图10也是输出波形（时间参数变化），图11是M=0.1时带假性负载的负载波形。
真正的信号是一个随机的信号，负载是一个压电换声器，本电路在M?1.0，变压器变比为1∶7时，能使小信号放大到峰值3.2kV，输出有效值能到680V，放大信号失真很小，满足技术要求。由于高压示波器没有接口，而未能把负载两端的波形拍出来。
5 结语
1）UC3637采用为数不多的集成电路，就可构成一个完整的逆变控制电路，控制电路简单、实用，硬件投资不高，使用证明性能稳定，可靠；
9、10和11图
功率放大电路范文2
【关键词】施密特电路 静态耗电 干扰信号 间接控制方式
1 控制方案的设计思路
在本控制方案中新型音频功率放大器信号检测控制电路（以下简称控制电路）主要是控制交流220V音频功率放大器的电源，接收输入到功放的信号源、接收音频功率放大器用户开关机信号，并对输入信号进行处理，如图1所示。
2 系统控制电路的设计
系统的控制电路由电源电路、信号采集电路、单片机信号处理三部分组成。
（1）电源电路采用传统的小功率变压器把220V的交流电转变成9V的交流电，然后经过桥式整流滤波电路变成直流12V的电压，该12V电压用于信号采集电路工作电源；12V的直流电源再通过低压差的HT7550稳压芯片输出稳定在5V电压提供给单片机芯片工作。其电路原理图如图2所示。
（2）信号采集电路是采用两级信号放大和光耦隔离的方式最大程度的减少功率放大器和控制核心芯片直接的干扰。如图3所示，P2为信号输入端，音频信号通过C15耦合到三极管Q2放大，放大后的信号由光电耦合器传递到Q3进行二次放大并把该信号输出到单片机的检测芯片引脚。
（3）单片机信号处理部分是对采集的音频信号进行分析判读的关键部分，芯片的工作电压是5V，S1是功放的开关机按键，LED1是功放接通电源的指示灯。KT是输出控制继电器的信号，而经过大后的音频信号输入到单片机的P00/INT0引脚，如图4所示。
3 系统软件设计
（1）在本项目中对输入的音频信号进行采样分析是关键所在，音频信号的频率范围是20HZ～20KHZ，一般情况下采样频率至少是被测频率的一倍以上。这就决定了我们采样的频率不得低于40KHZ。程序框架图5如下。
（2）单片机程序对输入的两种信号进行设别判断，当开关按键按下时单片机检测到该信号后直接开启功放的电源，并且同时启动定时器计数当时间超过3分钟仍然没有检测到音频信号的输入（无信号超时 ），那么单片机会发出关闭功放电源的指令；如果3分钟内有音频信号输入单片机将计数器清零。
4 结束语
该新型音频功率放大器信号检测控制电路研发成功并以应用在功放成品上实际使用效果良好。
参考文献
[1]华成英，童诗白主编模拟电子技术基础[M].高等教育出版社，2006.
[2]李永春，连光耀，陈建辉，刘仲权.基于虚拟样机的仿真测试技术研究[J].仪表技术，2008（09）.
[3]罗承廉编著，继电保护及自动化新原理、新技术研究及应用[M].华中科技大学出版社， 2005.
[4]薛超耀.增益可调的免滤波D类音频功放芯片的设计[D].西安电子科技大学，2013.
[5]窝蓿张兴鲁，孙秋花，王学俊.基于Proteus的单片机原理及应用实验教学改革与实践[J].教育教学论坛，2016（32）.
作者简介
饶光洋（1981-），男，硕士学位。广东省南雄市人。电子工程师、高级技师。主要研究方向为自动化控制技术、单片机的应用技术。
功率放大电路范文3
【关键词】 深空探测 X频段固放 切换输出功率 小型化
本文将提出一种新型的X波段固态放大器设计方案。本固放可实现0.5W/10W功率切换输出，且功耗较低。同时，固放内部包含DC-DC电源电压转换电路，实现一体化设计。该款固态功放将应用于某型号深空探测测控、数传分系统中。
1 技术要求
X波段固态放大器主要性能指标见表1所示。
2 任务分析及电路组成
固态放大器主要实现以下功能：（1）接收输入信号，送入固放进行功率放大；（2）通过遥控指令对固放电源开关进行控制；（3）通过遥控指令对固放的输出功率进行选择，选择0.5W或10W输出。
3 固放设计关键技术
3.1 小型化微波链路设计技术
微波放大链路部分主要由输入隔离器、输出隔离器、驱动放大器与功率放大模块组成。末级功率放大部分采用我所自研的功率放大模块，该模块主要功能为微波信号的功率放大，器件为一路输入、两路输出的结构形式，两路微波功率输出可独立加电。器件采用微组装工艺技术（MCM）进行设计，具有小型化、高集成等优点。
3.2 输出功率切换技术
由于在深空探测过程中，在单机内气压未完全释放时，单机输出高功率可能会引起低气压放电等现象，损坏内部设备，因此在单机内气压未完全释放时，设置单机输出功率为0.5W，防止设备损坏。继电器在得到固放开机遥控指令后进行电源模块的开关控制，在得到切换0.5W/10W遥控指令后进行DC-DC电源转换电路输出电压的切换，通过继电器的切换，电源模块可将一次母线的28V电压转换成0.5W/10W输出功率时微波链路中各级放大管的工作电压，继而完成输出功率切换实现。
4 固放设计方案
微波功率放大链路为固放的必须电路部分，它将实现微波信号功率放大。微波放大链路见图1所示。
0.5W工作模式：输入信号功率P=0～5dBm，经隔离器、压控衰减器后，微波信号进入驱动放大进行放大；放大后的信号进入末级功率放大模块，设置功率模块的两路漏压一路关闭，一路开通，模块放大后输出功率为28dBm。经隔离器的衰减后，最终链路输出功率为27.5dBm（0.56W），满足指标要求。
5 测试验证与指标复算
本固放中，主要的功率器件为末级自研功率放大模块，方案中，对该模块进行电压降额设计，第一可降低芯片工作结温，第二可以减少整机的功耗。
对该放大模块中单路组件进行漏级电源拉偏测试，按器件热阻为4℃/W计算，测试数据见表2所示。
从测试结果中可以看出：（1）当单路功率组件的漏极为+7V，输入功率为2dBm时，输出功率38.3dBm，再通过后续的合成器，功率放大模块可以输出41dBm的功率；（2）当单路功率组件的漏极为+4V，输入功率为-8dBm时，输出功率31.5dBm，再通过后续电路，功率放大模块可以输出28dBm的功率。
因此，通过电源转换模块调整功率放大模块的漏极电压，从+7V调整到+4V，可以实现固放输出功率在10W和0.5W之间切换的功能，并且在切0.5W时固放的功耗明显降低。
6 结语
本文提出一种新型的X波段固态放大器设计方案，固放可实现0.5W/10W功率切换输出，且功耗较低。同时，固放内部包含DC-DC电源电压转换电路，实现一体化设计。通过对自研功率放大模块进行电源拉偏测试，进一步验证设计方案的合理性和可行性。各项指标均符合分系统技术指标要求，可用于深空探测X波段固态功放的研制工作。
参考文献：
[1]Raymond Basset High-Power GaAs FET Device Bias Considerations， Fujitsu application note number 110.
功率放大电路范文4
【关键词】功率合成;LDMOS功率管;全固态发射机
机载电子设备发射机的性能与新技术、新材料、新器件和新工艺的的发展密切相关，随着新技术、新材料、新器件和新工艺的发展和微波功率放大器性能的不断完善，进一步推动了全固态发射机性能的提高，使机载电子设备发射机向着高性能和高可靠性方向发展。
全固态发射机由多个微波功率放大器直接合成，或在空间合成得到所需要的输出功率，具有工作电压低、可靠性高、维修性好、全寿命周期费用低、机动性好等特点。现已广泛应用在雷达、导航和电子对抗等领域。
1.金属氧化物半导体场效应管
场效应晶体管FET的物理结构是一个整片半导体材料，其电流通路受到外加电压的作用时，只有一种载流子起导电作用，按栅极物理结构不同可分为三种类型：结型场效应晶体管JFET、金属半导体场效应晶体管MESFET和金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET。MOSFET是在金属和半导体之间加入了氧化物作为绝缘层， 金属和半导体材料间有氧化层构成电容，其下有导电沟道，分增强型和扩散型。微波功率MOSFET
是电压控制器件由珊极上的电压来控制导电沟道宽度，因而具有大信号特性好、热稳定性好，允许大面积有源区组合;可不用镇流技术;当稳度上升时，漏极电流会减小等优良特性。MOSFET与双极晶体管相比具有更低的噪声电平输出。目前LDMOSFET器件的工作频率已达4GHz，连续波输出功率已超过200W。
2.L波段高功率放大器工作原理
设计高功率放大器一般按照以下几个原则进行;
（1）选择合适的的晶体管。选择晶体管的原则为工作频率和输出功率，晶体管的截止频率不宜选的过高，高截止频率意味安全值的降低。
（2）确定放大器级数，根据输出功率和输入功率信号的比值计算增益，合理分配各级放大器的增益，并保留一定的余量。
（3）设计阻抗变换电路，查出晶体管在给定的工作频率，电源电压以及输出功率条件下的输入和输出阻抗，根据阻抗变换和谐波抑制的要求，设计输入和输出网络。
（4）选择合适的直流馈电电路。严格按照晶体管手册中推荐的要求确定偏值，因为当工作改变时，晶体管的增益、阻抗都发生变化。
功率放大器的原理;一般分为小信号放大，激励级，输出级三部分。通常情况下功率放大器设计顺序为：先设计输出级，其次激励级，最后小信号放大。
3.L波段高功率放大器的设计
3.1 主要技术指标
工作波段：L波段;输出功率58dBm± 2dB;杂波抑制≥-60dBc;谐波抑制≥-35dBc;输入功率0dBm。
3.2 设计方案
根据技术指标要求，采用三级放大方案;功率放大器有以下，三级放大器均为场效应管，组成全固态放大器;调制放大器为A类小信号线形放大器，激励放大器和输出放大器均为AB类，目的提高功率和增加效率。放大器之间加隔离器或环行器，保证放大器输入输出驻波良好。由于单个功率管的输出功率达不到指标要求，输出放大器采用功率合成技术以满足输出功率要求。
调制放大器和激励放大器选用单片集成功率器件;其工作可靠，使用简单。调制放大器选用HE160放大器，通过12V脉冲电源供电，实现脉冲调制和放大两项功能，场效应管增益为26dB，将信号源送来的0dBm载波信号放大为26dBm;激励放大器将调制放大器送来的脉冲射频信号进行放大，采用NXP公司的功率管BLL6H0514-25，其增益为20dB，输出功率25W。
输出放大器提供最终的射频输出功率，因此它是功率放大器最重要的部分，设计难度很大;LDMOS管具有输出功率高，热稳定型好，功率增益高，频带宽等优点，因此采用NXP公司的LDMOS功率管BLA6H0912-DTS，技术指标如下：工作频率L波段;输出功率500W，增益为17dB，抗失匹配能力强，可靠耐用。当功率管选定后，影响带宽和功率的主要因素就是外部电路，即输入输出匹配电路、馈电电路、功率分配器和功率合成器。详叙如下：
（1）匹配电路。
匹配电路要使用双共轭匹配法，匹配好坏的判断标准是：功率增益是否到位、频率带宽是否到位、输出波形有无失真、高低温功率增益变化大小。功率管的输入和输出阻抗很小，在宽频带内很难匹配，生产厂商提供了经过验证的匹配电路，可供参考。
（2）馈电电路。
通常有四种方式，如图1所示;功率管的馈电电路包括栅极馈电和漏极馈电。
图1 馈电电路
漏极起初采用λ/4波线的馈电方式，在调试时发现，在频率的两端功率和频谱性能不能兼顾，易自激，故将馈电的微带线从靠近匹配电路处割断，而采用图1c）所示的宽带扼流圈进行馈电，即用Ф0.8漆包线在10Ω的功率电阻上饶四圈并联供电，以扩展频带和防止低频震荡。整个频段功率和频谱性能均达到要求。
栅极采用λ/4波线的馈电方式，馈电源采用线形稳压器供电。为维持恒定的稳态电流，栅极电压须随功率管结点温度的变化进行调整，三极管BC847为温度感应器，就近安装在功率管旁边;电阻单位为Ω;温度在0℃～100℃变化时，Vgs=2.2V±0.7V。
（3）功率分配器和功率合成器
BLA6H0912-DTS输出功率达500W，为满足高低温正常工作，高可靠性使用的目的。采用降额设计法，使每只功率管的输出功率为350W，由于单个功率管的功率达不到要求，所以采用功率合成的方法得到的射频脉冲功率为700W。功率分配器和功率合成器采用广泛使用的Wilkinson二功分器。
4.测试结果
将各放大器和微波介质基板用微封装技术进行组装，功率管对接地要求很高，在装配时散热槽尽量保持平整，必要时用砂纸打磨，并在散热槽内涂敷导电胶，然后用螺钉将功率管紧固在散热槽内。在结构上根据信号流向，三级放大器各放一个腔体内，腔体之间通过微带电容连接，电源通过穿芯电容供应;三个腔体加有盖板以防泄露;实现了一个小型化的功率放大器的制作。外型尺寸为280mmx150mmx30mm，重量为1.5Kg。
通过测试，功率放大器技术指标如下：体积280x150x30mm3;输出功率58dBm±2dB;杂波抑制≥65dBc;谐波抑制≥45dBc;达到或超过系统技术指标，满足机载整机设备的要求。
5.结束语
文中介绍了L波段高功率放大器的设计原理和具体实现方法，该设计具有电路简洁结构紧凑工作可靠的特点，目前在某型机载导航设备中得到了应用，效果良好。
参考文献
[1]陈邦嫒.射频通信电路[M].北京：科学出版社，2002.
功率放大电路范文5
【关键词】RF放大电路；直流偏置电路；仿真与测试
功率放大器件的特性曲线是非线性的，导致功放管在工作时会产生非线性失真，输出功率增大时，非线性失真随之变大。本设计的功放模块采用的LDMOS器件的MRF9060的带内增益20dB以上，静态工作点为Vds=28～32V，Vgs=3.7～4.1V，回波损耗15dB。RF功放模块由RF放大电路和直流偏置电路构成。RF信号功率放大电路决定了功放的增益，线性度，平坦度，功率大小等性能指标。直流偏置电路为功放管提供了偏置电压和保护措施，同时利用负反馈技术温度补偿来提高功放的线性度。
一、RF放大电路
RF功放模块电路采用的电路结构为平衡放大器形式，由两个3dB耦合器和两路匹配放大电路构成。RF信号送至3dB耦合器后被分成两路信号，其中一路信号被90°移相，两路信号同时放大，另一路放大的RF信号在输出耦合器被90°移相，两路信号恢复同相，合成功率输出，两个3dB耦合器的另一端分别接50Ω负载。电路框图如图一所示。
功率放大器芯片LDMOS器件MRF9060为N沟道增强型场效应管，具有良好的散热特性。它的高集成无源区域和有源区域取代了传统功放芯片的分离区，便于构成内部输入输出匹配网络，金属化栅极构造结构增加了增益，减少了串联电阻。MRF9060采用的工作模式为共源级，栅极和漏极之间具有减少反馈电容的屏蔽层。栅极有较长的长度满足了大范围的线性和动态增益的要求。耐反射能力较强，在驻波比SWR
二、直流偏置电路
减法器电路稳压电路、分压网络电路、过压保护电路和负反馈电路构成了直流偏置电路。引入30VDC的直流电源，通过15V稳压块获得15VDC的直流电压作为减法器和负反馈电路的电源VCC。减法器由运算放大器LM7171构成，分压网络由固定分压和可调分压网络组成。15VDC一路通过固定分压网络后的直流电平为6.7V，另一路由可调分压网络调整后的输出电压为3.9～4.5V作为减法器的输入在减法器的输出端获得3.6～4.1V的直流电压作为MRF9060的栅极偏置电压，通过调整可调分压网络的电位器可以获得不同的Vgs，来控制功放模块的增益。
两个三极管9013级联组成过压保护电路，30VDC的直流电源经稳压二极管V1后获得12V。电路如图二所示。稳压二极管V2输出2V，由R3，R4分压后，三极管V3的基极电压约为0.1V，三极管V3仍截止。三极管V4的基极电压约为0.7V，V4导通，输出近似接地，连接到分压网络作为参考电位。当输入电压过大时，V3导通，V4的基极电压将维持在约0.2V而不能导通，相当于可调分压网络串入了高阻抗，增大了减法器的输入端电压，截止了功率器件MRF9060的输出，起到了保护功放管的作用。同时采用反馈电路可以在一定程度上克服系统的非线性。LM7171差分放大器组成的反馈电路满足了大范围的RF功率反馈输入，使输出功率的范围得到了扩大。
三、仿真与测试
功率器件的Vgs的动态变化特性给仿真带来了困难。通过仿真获得合适的静态工作点和匹配网络，通过定性分析来判别系统的各部分对整体输出地影响。采用的仿真软件为安装了FreescaleRF功率模块库的ADS2005A，选取功率器件MRF9060，介电常数是2.65的聚四氟乙烯材料作为基板，厚度为0.8mm，传输线厚度0.035 mm。设置功率器件的静态工作点为Vgs=4.1V，Vds=30V，在功率器件MRF9060的电源与栅极和源极之间加入隔离射频的RF线圈，直流电源接有去耦电容，匹配网络和传输线之间串联隔直流电容。具体指标为在170～230MHz频率范围内增益不低于20dB，功率平坦度小于0.5dB。RF线圈的取值为nH级，取值较小时，增益较大，增益曲线坡度较缓；取值较大时增益较小，增益曲线坡度较陡。品质因数和带宽紧密相关，决定了增益曲线的波形，可以通过增加多级传输线和并联电容的的方式来满足增益曲线的要求。当调整出大致的增益曲线后，开始调整回波损耗曲线，通过调整电容值的大小和位置来确定，经过调整确定了传输线的长度和级数后，再进行合理布线和制版。输出功率较大时，线性度会变差，功放器件的线性度由三阶互调和1dB功率压缩点决定。仿真模型的RF输入端为双音频信号，功率相同且频率间隔为1MHz。在工作频带内的不同频率下对RF输出信号的功率进行扫描。在工作频率170～230MHz的范围内，三阶互调较为稳定，具有较高的频率稳定性，在输出功率为45dBm时优于-20dBc，输出功率为40dBm优于-40dBc。当频率低于170MHz时，1dB功率压缩点为47.6dBm，在170～230MHz的工作频带内，1dB功率压缩点大于48.75dBm（75W），满足设计要求。根据仿真结果设计印制板，选择介电常数为2.65的聚四氟乙烯材料，δ=0.8mm，覆铜厚度为0.035mm。直流电源为30VDC，调整电位器设置静态工作点的范围在3.6～4.1V之间。通过网络分析仪调试增益曲线和回波损耗曲线。通过调整静态工作点在3.9V，静态电流为1.7A时，具有较好的技术指标。带内平坦度小于1dB，增益高于20dB，回波损耗最小。
功率放大电路范文6
关键词：Class F；射频功率放大器；谐波抑制；阻抗匹配
Design of High Efficiency Class F Power Amplifier
ZHOU Yong1, HUANG Ji-wei1,2
（1.GuangZhou RunXin Information Technology Co.Ltd, Guangzhou 510663,China；
2.Institute of RF-&OE IC, Southeast University, Nanjing 210096,China）
Abstract: A high efficiency class F RF PA（power amplifier）is realized in an InGaP/GaAs HBT （heterojunction bipolar transistor） process. The characteristics and principle of class F power amplifier is described at first, and the bias circuit, the matching network and harmonic suppression technique are focused in this paper. The measurement results exhibit that the efficiency of the PA is 68% with 37-dBm output power, when the supply voltage is 5V.
Key Word: Class F; RF Power Amplifier; Harmonic Suppression; Impedance Matching
1 引言
射频功率放大器广泛应用于各种无线通信设备中，随着无线通讯服务的快速增长，对低功耗、高效率、小体积的要求也迅速增加。众所周知，射频功率放大器是射频传输中功率损耗最大的设计模块，因此，近年来高效射频功率放大器的发展迅速，典型的高效模式有D类、E类、F类、逆F类等。通过降低功率管的损耗，使得效率得到明显的提高，理论效率可以达到100%。其中，E类的输出晶体管要承受很高的电压，这与现代集成电路工艺技术的发展趋势不兼容；并且E类放大器要求驱动信号必须有很快的上升时间，否则会引入额外的损耗。F类功率放大器使用输出滤波器对晶体管集电极电压或是电流中的谐波成分进行控制，归整晶体管集电极的电压波形或者电流波形，使得它们没有重叠区，从而减少了开关的损耗，提高了功率放大器的效率[1]。
2 F类功率放大器的工作原理分析
在大多数的F类功率放大器设计中，器件都是偏置在B类或是深AB类，并控制谐波使得器件的输出电压成为矩形。在功率管的设计中，集电极看到的基频阻抗为RL，高阶奇次谐波阻抗为无穷大，高阶偶次谐波阻抗为0，因此集电极电压波形将包含有各阶奇次谐波成分，它是一个理想的方波。由于各高阶偶次谐波阻抗为0，流过开关的电流中仅包含基频频率成分和各高阶偶次谐波成分，其理想的波形如图1所示。流过开关的电流中的基频成分在负载RL上产生输出功率，而其他的高次谐波成分则由LC并联谐振网络短路到地。所以，负载上的电压波形和电流波形都是理想的正弦波，没有谐波损耗[2]。实现F类工作的电压和电流波形的信号，可使用奇次谐波来近似方波，偶次谐波来近似正弦电流波形：
式中，Vdd为电源电压，Vom为基频电压，V3m为三阶谐波点的电压， V5m为五阶谐波点的电压；Idc为直流电流，Iom为基频电流， I2m为二阶谐波点的电流，I4m为四阶谐波点的电流，θ=ω0t，ω0=2πf0，f0是基波频率。
电压表达式达到最大值和最小值的中间点的位置分别是在θ=π/2，3π/2。最小电压时的最大平坦度要求在θ= 3π/2偶阶导数为0.由于cos（nπ/2）=0，n为奇数时，奇阶导数等于0，因此必须定义由式（1）给出的电压波形的偶阶导数。同理，根据最大平坦度要求，电流达到最小值和最大值的点分别是在θ=π/2，3π/2。由于奇阶导数等于0，必须以式（2）来定义电流波形的偶阶导数，在最小电流的最大平坦度要求θ= π/2时的偶阶导数为0。
放大器的效率随着各种不同电压和电流谐波成分组合数目的增加而增加。由高阶谐波分量构成并提供的电压波形越平坦，由输出电流引起的功率耗散就越小。
3 电路设计及仿真结果
3.1 偏置电路
随着输入信号的增加，功率放大器会产生负的幅度失真和正的相位误差。为了有效的补偿这种失真，本文应用片上线性化技术，如图2所示，包括两个叠加的BE二极管，一个有源偏置的HBT2晶体管，一个电容Cb来短路RF泄漏信号。电容与HBT2晶体管的BE结二极管补偿了随着输入信号增大而下降的功率管HBT1的基极偏置电压[3]。线性化的过程为：由于并联电容Cb，P点在基频的阻抗变小，从而泄漏到P点的RF功率增加；增加的功率经过HBT2管的基射结整流后的直流电流变大，使得其BE结电压下降；而这个电压降正好补偿了HBT1管下降的基极偏置电压。
由于电阻R与串联连接的D1/D2管的并联阻抗，在基频时远大于Cb的阻抗，所以，在节点P，所有的RF信号通过Cb泄漏到地，稳定了P点的DC电压。随着输入功率的增加，HBT1管需要更多的集电极电流，因此，HBT1管的基极电流必须增加。在直流的意义上来说，由于D1/D2二极管的电流远远大于HBT2的基极电流，P点的直流电压恒定，所有HBT2的基射结的电压降补偿了HBT1的基极偏置电压的下降[4]。
3.2 输出匹配网络的设计
对于任何功率放大器，输出匹配电路的性能都是关键。同样，输出匹配网络是Class F 功率放大器的重点，直接关系到效率这一重要的参数。功率管的输出经过输出匹配网络之后，应整形成为如图1所示的理想波形[5]。
所设计的输出匹配电路如图3所示，前面四个谐振接地电路谐振在2阶谐波，后一个谐振电路谐振在3阶谐波。其谐波阻抗如图4所示，仿真图如实的反应了设计目标。功率管的输出电压和电流波形如图5所示，其中，电流波形出现负脉冲，可认为是余弦脉冲，负脉冲的高度和宽度都随频率的升高而增加。这是由少数载流子在基区渡越时间所引起的，或者说是由在基区内的空间电荷储存效应引起的。当发射极电压对于基极变成反向偏置时，在基区内储存的非平衡少数载流子来不及扩散到集电极，又被反向偏置所形成的电场重新推斥到发射极，从而形成负脉冲[6]。
3.3 PA电路的设计
功率放大器采用三级电路结构来实现较大的功率输出，如图6所示。第一级为小信号放大级，工作在A类。第二级为驱动级，工作在AB类。第三级为功率级，工作在深AB类或是B类。每一级放大器的偏置电路均采用图2所示的偏置电路。在片集成了各级间匹配电路。图7示出了仿真的功率放大器输出功率和效率。当输出功率为37.5dBm时，效率达到了70.6%。
4 测试结果
芯片采用InGaP/GaAs HBT工艺制作，图8为芯片照片，芯片面积为1mm×1.2mm。用安捷伦的信号发生器E4438C和频谱仪E4440搭建测试平台，测得PAE与输出功率的曲线如图9所示，当输出功率为37dBm时，芯片效率达到68%，测试结果与仿真结果较为吻合。
5 结论
本文为移动通信设计了一款基于InGaP/GaAs HBT的高效率Class F 射频功率放大器。当电源电压为5V，输出功率为37dBm时，此时放大器效率达到68%。本文设计的输出匹配电路，明显改善了输出匹
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配电路的谐波阻抗，各谐波均小于-40dBm。经测试，仿真结果和测试结果吻合良好。即使在负载失配条件下，芯片仍正常工作。
参考文献
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