功率器件范文1
关键词 L波段；大功率固态放大器；组件设计
中图分类号：TN929 文献标识码：A 文章编号：1671—7597（2013）031-039-01
我国固态雷达实现了从无到有的突破，并已发展成了一定规模。但是对于现有的固态发射机而言，多在低电压条件下运行，发射机末级功放工作电压也多在50 v以内。而固态发射机能有效实现模块化，这也使得固态发射机具有故障弱化功能。而L波段大功率固态放大器组件应用于雷达预警系统之中，工作带宽为100 MHz，脉冲宽度为8 us，产品输出功率也多超过350 W，工作效率达到了30%，能充分发挥BITE功能，并且可靠性较高，能够满足工程的急切需求。对于该组件而言，在T/R部分的应用需要具有体积小、重量轻的特点。为此，应加强对于高效益、大功率工作LDMOS晶体管的运用。但是该种组件在应用过程中所用技术难度相对较高，并且因其结构较为复杂而涉及到一些新的问题。在此，笔者将针对L波段大功率固态放大器组件的设计问题进行以下探讨。
1 方案概述
对于L波段大功率固态放大器组件的应用而言，要求脉冲输出功率要大于350 W，效率超过30%，谐波抑制在-40 dBc以内、杂波抑制在-40 dBc以内，上升下降沿在0.1 us以内，而且消耗功率应在100 W以内，输入输出端还应加环形器进行保护。同时对于该组件而言，能够实现状态自检、高温保护等工作，对于输出波形参数提出了更高层次的要求。在此，我们将对其设计工作进行详细介绍：
组件由电源控制电路、放大链等组成，选LDMOS器件作放大链，电路选择一级为PTF10111、二级PTF10021、三级PTF10125的三级放大电路形式。对于第三级而言，是三个PTF10125器件合成输出。考虑到合成效率方案应满足指标要求，输出功率多超过400 W。而电源控制电路能对组建的工作状态做出检测，产生过温、过驻波等信号，并将这些信号输出到外部计算机。
2 L波段大功率固态放大器组件设计
2.1 放大电路的设计
为了满足整体组件的指标要求，我们选用了LDMOS组件。在微波回路设计过程中，既应满足指标要求，还应确保充足的余量。上文已经提到，电路采用一级为PTF10111、二级PTF10021、三级PTF10125的三级放大电路形式，具体增益分配如下所示：
一级PTF10111，输出功率4 W，增益14 dB；
二级PTF10021、输出功率4 W，增益14 dB；
三级PTF10125，单个器件输出功率为150 W，增益12 dB，三路合成功率在400 W以上。
同时，对于三级管子的选择而言，满足了输入激励功率的要求，能确保功率管脉冲参数输出质量，并能确保整个组件满足低温工作需求，在高温状态下组件顶降不变差。
2.2 功率分配器与合成器的设计
这两种器件是放大器设计的关键部位，对放大器的设计发挥着非常重要的作用。功率合成器能够合成大量的单元相参，能满足输出功率需求。而对分配器而言，能提供具有相同相位和幅度的激励信号，并且其影响是通过输出端激励合成器实现的，为此在对二者具体的设计过程中应重点考虑以下几种重要参数：1）功率。为提升合成功率，应严格降低电路损耗，在具体的设计过程中应对电阻损耗、介质损耗等因素进行综合考虑分析，从而最大限度地降低损耗。2）耐功率。对于所选择的参数而言，需满足承受平均功率与峰值功率而不损坏，在外界条件较为恶劣时也能正常工作。3）故障弱化。在个别放大器失效的情况下，组件需满足继续工作需求。换句话说，当出现该类故障时，不能影响其余器件的匹配。
2.3 固态放大器对于电源的要求
在大信号状态下工作时，固态放大器对电源电压的变化较为敏感。对于其输出信号而言，相移、幅度等将会随电源电压变化而发生变化，这会导致网络损耗增加。因此，固态放大器对纹波角、电源变化稳定度等有着一定要求，同时脉冲雷达发射机对脉冲顶降要求也非常要求。
2.4 放大器结构与电磁兼容设计
2.4.1 放大器结构设计
对于放大器的结构设计而言，主要包括微波通道腔体设计、供电回路腔体设计以及它们之间的连接关系。在该项工作的设计过程中，应注意以下几点：1）在结构设计过程中，应以确保电性能、电磁性能和结构强度等为前提，尽可能增强散热性能。2）微波通道、供电回路等设计应进行分腔、分层，并分别将微波通道与供电回路设计在相应位置。3）在微波通道设计考虑分腔时，将前两级分成一个独立腔体，末端输出合成器为一腔体，而输出电路为一个三等分腔体。同时，该种设计形式除了能够消除多级之间的影响外，还便于对各级电路的单独调试。
2.4.2 电磁兼容设计
在设计电磁电容时，应对放大器与外界接口、二次电源间的连接、串扰等问题认真考虑分析。要将这些问题切实解决，应做好电气与机械设计、PBC电路版图设计等工作。同时，在电气与机械设计过程中，电源对外接口应选择馈通滤波器。此外，还应对盒体进行分腔设计，为有效降低电磁波外泻，应提高机加工精度，确保盖板严密、平整。在设计PBC电路版图时，应确保电路的合理布局，并将电源直流电路与微波电路分开。对于电磁屏蔽设计而言，应在放大器正背面设置独立盖板，以在避免微博信号泄露的同时，防止外部电源干扰，在必要时还可以采取进一步的屏蔽措施。
2.5 可靠性设计
在可靠性设计过程中，应注意以下几个方面：1）尽量简化电路图结构，减少元器件种类，选用质量较好的元器件，并对电路进行优化设计。对于电连接线而言，应采用温性能好的高温导线。2）保护电路的设计。保护电路的设计能确保放大器的正常工作，并且能防止电压的短时间骤变对器件造成的损坏。对于放大器的设计而言，还应设有微波信号出现不正常时，放大器的自动断功能，以对放大器进行有效保护。3）放大器的热设计。对于放大器而言，应在其内侧设置散热凹槽，使其所产生的热量及时发散出去。
3 结束语
总之，L波段大功率固态放大器组件的设计还有很多要注意和考虑的问题，如上的设计是根据多年的工作经验和理论知识总结出来的，要达到设计方案的设计效果，还有许多要测试的项目。在今后的过程中，应加强对于L波段大功率固态放大器组件设计的优化与完善，以设计出更高质量的固态放大器组件。
参考文献
功率器件范文2
经典的磁性镇流器和启辉器能完满执行荧光灯的工作要求。最初，起辉器S。关闭，电流流经电感L，和灯丝FL。当起辉器经一段时间启动后，灯丝已处于高温状态，电流的急剧变化会导致电感产生高电压并通过灯泡。当灯被点亮后，电感的感抗就会限制放电电流。
磁性镇流器的缺点
这个简单镇流器的一些缺点是明显的，而另一些则不是。首先，启辉器会在线电压零交叉时启动。此时的电流比较小，启动电压也是如此，灯泡也许不会启动。整个系统效率较低，而这要归结于两个原因。首先是价格的风险，电感自身的高损耗是公认的。第二是离子在线电压零交叉时要重新结合，而在下个半周期中又要被离子化，后面的行为会导致可观的能量损失。
电子镇流器的优点
电子镇流器的个主要优点是其有很高的频率(一般为30～60kHz)。由于此高频率，离子的重组合不会发生，灯泡的效率会增加10％(相比于工作在50/60Hz时)。此外，电子镇流器本身的设计效率要高于90％，当同FL一起工作时，能轻易节省30％的能量。
电子镇流器的另一个特点是能“完美”地预热灯丝，使得灯泡的寿命完全不会依赖开关周期的次数，并能不闪烁地启动和工作，在不同输入电压下保持恒定亮度和具有高功率因子。最后，对应急照明尤其重要的是，电子镇流器能工作在直流输入电压下，即可采用电池供电。
在欧洲最流行的FL镇流器拓扑是电压馈电系列共振半桥。
半桥能被不同的频率驱动，占空比约为50％。在启动阶段，只要FL不被点燃，镇流器控制器就会产生高于L1/C1的共振频率。于是，大电流流经灯丝将其加热到预期的温度。当经过一段决定于外部元件的时间后，控制器开始降低工作频率以达共振。其结果，通过灯泡的高电压产生了，灯泡被点亮。点亮后，FL的阻抗会对共振电路进行抑制，使灯泡上的电压接近工作电压。在许多应用中，灯泡电流被直接或间接地感应到，工作频率会被调整到预置点。而只要工作频率超过L1/C1的共振频率，MOSFET就会进行软开关，在EMI被降低的同时，开关损失可忽略不计。
带有快速恢复二极管的MOSFET会非常适合如图1那样的应用。集成快速恢复体二极管的500V和600V Q―FETTM，以及600V SuperFETTM都属这种类型。因为上部MOSFET的栅极需要高电压驱动，所以高压侧的栅极驱动是必须的。高电压驱动器芯片，像飞兆公司的FAN7380、FAN7383、FAN7384以及FAN7382都符合这些要求并具有很好噪声免疫能力。此外，还有具备安全和控制功能的纯镇流器驱动器FAN7544和集成高压栅级驱动的控制器FAN7532。
功率因数校正
按照电流国际标准要求，如果照明设备的功率超过25W，就必须使用功率因数校正。这里有两个原因：一个是白炽灯泡的特性像一个电阻，也就是说电压和电阻是同相的。二是照明只消耗了总功率的10％～12％，一天要工作几小时，相比于其他设备是相当长了。因此，如果照明电器没有进行功率因数校正，就会导致电源网络上的大量额外损失。
因为多数设备的总功耗都在150W以下，所以临界模式PFC是最经济的解决方案。在这个模式下，通过控制电感的峰值电流，电流峰值就能同整流后的输入电压成比例。在空闲时间，电感电流回落到零，也就是电感的退磁会启动下个开关周期。很容易看到电感的平均电流同输入电压成比例，这就是预期的结果。这里还有两种不同的方法来控制电感的峰值电流。在FAN7527的电流模式下，整流后的线电压会感应出参考电流，其能设定峰值电流的实际值。而在FAN7529的电压或恒定工作时间模式下，开关设备的工作时间在一个或多个线性半周期中是保持恒定的。保持工作时间恒定，峰值开关电流又再次同输入电压成比例，并能从基本的微分式dI/-dt=V/L中解出来。这两种模式的共同点是输出电压的感应和稳压。
低价镇流器有多种PFC拓扑，或用高感抗的铁芯扼流圈平滑输入电流，或弃用功率开关和控制器IC而使用电荷泵PFC。在这种拓扑中，半桥结构用来驱动荧光灯和PFC。因为灯泡的电源必须稳压，且没有额外的度数用来控制PFC，所以很难找到合适的L和C来形成良好的功率因数并将灯泡稳定在很宽的输入电压范围内。这就是为什么这种解决方案很便宜，却很少使用的缘故。
灯寿终(EOL)探测
在气体放电中，有个接近阴极的区域，放电电压在此处下降很快，且没有光发出，因此被叫做“阴极势降”。根据电压降和电流，这个区域会产生相当的功率耗散。随着灯泡工作时间的增加，灯丝的发光性会变差，而阴极势降也会增加。结果，接近阴极的功率耗散增大，这个区域也就会变得越来越热。如果灯管的直径很小，它就很容易被加热到熔点。因此，灯管越细，对一种叫EOL特性的检测就变得越来越重要。尤其是对于T5，这个特性是必不可缺的，它已被包含在用于荧光照明的欧洲安全标准中。
通常情况下，FL是在交流模式下工作的，每个灯丝会有50％的时间成为阴极。幸运的是，两个灯丝中的一个会首先丧失发射率，灯泡因而变得不均匀。这样，监控整个灯泡的电压或工作电压/电流的对称性就有可能探测到EOL。
紧凑型荧光灯(CFL)的封闭性检查
CFL包含了一个集成在灯泡中的电子镇流器。因为替代了白炽灯泡，当FL有缺陷时这些镇流器就会被丢弃。这就是为什么一个CFL的电子器件不必要有FL镇流器那样长的寿命。此外，因为空间受限且PFC被弃用，功率也会受限。总之，虽然有同样的基本结构，CFL却使用了与FL镇流器有少许不同的逆变器电路。通常，多数CFL使用一个自振荡半桥来替代控制IC。
新的控制器像FAN771 1和集成了功率MOSFET的高电压栅级驱动器FAN7710有助于简化CFL的设计，特别是设计者希望用新的集成控制器来获得额外的性能和安全特性时。
功率器件范文3
2005年数字显示，全球仅数据中心所消耗能耗即占总电力的1.2％，全球服务器供电与冷却所需成本大261亿美元，能耗增长率是服务器投资增长4倍，这种情况显然与日益高涨的节能环保意识格格不入。为此，服务器制造商最先提出了更为精确地控制系统功耗地要求。IR推出地多功能输出功率监控集成电路IR3721，可用于笔记本电脑、台式电脑和节能服务器应用的低压DC-DC转换器。
IR3721在65℃的精度为2.5％，利用IR申请了专利的TruePower技术高度准确捕捉动态功耗信息。
与其他功率监控集成电路相比，IR3721可在稳压器输出/负载侧监测动态功耗，显著改善其动态功耗测量精度。TruePower技术可避免动态误差，而采用独立的A/D转换分别监控动态状态下的电压和电流的其他解决方案的动态误差，可造成超过30％的整体误差。
IR亚太区高级销售副总裁曾海邦表示：“通过监测瞬态功率，功率系统可以在任何给定点及时准确预测系统散热。有了这个职能功能，功率系统可以管理负载的电气特性，限制其功耗并提前建立正确的冷却条件，这样负载就不会离开它所需的散热包络，优化了吞吐量，从而提高了性能。”
IR3721集成电路可监测从0.5V～0.8V的降压式或多相转换器的输出滤波电感器电流，为内部热补偿特性提供了使用电阻检测或电感器DCR电流检测的选择。与现有的解决方案相比，其功率可以提高1％，同时还降低了所需材料和占板面积要求。
通过IR3721的精确监控，预计可为现有每个系统节能20％。
600V沟道IGBT在UPS和太阳能转换器应用中减少功耗达30％
推出600V绝缘栅双极晶体管(IGBT)系列，能够在最高3kW的不断电系统(UPS)及太阳能转换器中，减少高达30％的功率损耗。
该批新特定应用产品系列采用IR最新一代的场终止沟槽栅技术，可降低传导和开关损耗，并为低短路要求的20kHZ开关作出优化，提高UPS和太阳能转换器应用的功率转换效率。
传统地IGBT组件应用于UPS和太阳能转换器所使用的频率时，会出现极大的开关损耗。IR新推出的沟道IGBT组件结合了较低的开关能量和低传导损耗。这些较低的损耗可以为终端用户提高效率、降低设备单元的体积，以及节省发电成本。
功率器件范文4
1原理与设计
大功率，高电压的电力电子设备都是有数量较多的单个性能参数一致的功率器件经过并联、串联、串联后再并联等方式组合而成。
1.1多个功率器件并联时自愈工作原理多个功率器件并联时如图1所示，并联于功率器件匀流电阻两端的光电隔离开关输出信号会同步于功率器件的开断工作状态，该信号与同步触发脉冲器的输出信号进行比较。这两个信号如果同步则比较器不输出，如果不同步则比较器输出控制命令，令与该功率器件串联的断路开关断开，自动断开故障的功率器件，同时通过显示控制总线向显示控制屏发出显示该功率器件故障的指示信息。
1.2多个功率器件串联时自愈工作原理多个功率器件串联时如图2所示，并联于功率器件的光电隔离开关的输出信号会同步于功率器件的开断工作状态，该信号与同步触发脉冲器的输出信号进行比较。这两个信号如果同步，则比较器不输出，如果不同步则输出控制命令，令与该功率器件并联的旁路开关闭合，自动短路掉故障的功率器件，同时通过显示控制总线向显示控制屏发出显示该功率器件故障的指示信息。
2应用实例
以串联谐振耐压试验设备的变频电源为例进行试验测试，变频电源的输出采用大功率高耐压多只IGBT器件并联后组成桥式输出电路。变频电源的技术参数为：额定输出功率:100kW；额定输入电压：三相380V±12%50Hz；输出电压：0～350V连续可调，输出电压不稳定度≤1%；额定输出电流：286A。图3为桥式输出四分之一桥臂的部分电路，QA11和QA21为输出功率器件IGBT；KA11和KA21分别为QA11和QA21功率器件的自动剔除的高速继电器；RA11和RA21为功率器件的匀流电阻；AI1为功率器件的驱动输入信号端；AO11和AO21为对应功率器件异常后输出指示信号端，高电平为异常；UA11和UA21为比较器；OUTA为桥臂输出端。电路工作原理为，比较器UA11和UA21始终比较输入端1和2的信号，若这两个电平信号始终同步则，它的输出端3处于低电平，继电器KA11和KA21不动作，功率器件QA11和QA21全部正常工作；若某个功率器件击穿或开路，该路对应的比较器1和2路的输入端将会不同步，此时比较器输出端3将输出高电平，驱动该路继电器闭合，切断了该功率器件电源回路，同时使继电器自保持，且输出一个高电平报警信号，其余的功率器件由于电路设计时都具有比较大的冗余，能够继续工作，能够确保试验过程继续进行下去，直到试验工作全面完成。实现了预知故障，提高了电力电子设备工作可靠性。对于串联的功率器件可以采用类似的方法进行单个功率器件损坏后自动剔除。
3结论
功率器件范文5
经过近年来的持续快速发展,国内三大移动通信运营商的网络规模、用户数量、业务收入都得到了快速增长。尤其是3G网络建设的不断推进,使得多制式移动通信系统设施共建的情况越来越多。在未来相当长的一个时期内,2G网络将会与3G网络共存,因此,2G、3G甚至未来4G移动通信系统共址建设和共用室内分布系统已成为必然趋势。随着市场竞争的加剧,移动通信网络质量成为决定运营商竞争力的一个关键因素,因此提高网络质量已成为运营商建设和维护移动通信网络的头等大事,多制式共址干扰分析和必要的预防措施是网络规划和优化者所考虑的重要问题。随着城市建设的发展,为了满足广大用户的多业务要求室内移动通信网络建设已经成为运营商网络建设的重点。但是,随着3G移动通信网络建设的不断推进,现有室内分布系统出现了许多新的问题,移动通信基站经常会出现RSS告警、驻波告警和业务质量下降、频繁掉话、呼叫失败等问题经过网络排查,技术人员经常会发现移动通信频率出现低噪太高、产生宽带冲击噪声、互调干扰等现象。室内分布系统怎么会出现这些问题,如何避免这些问题出现呢?
2室内无源器件对网络的影响
由于多制式移动通信系统的存在,室内分布系统在建设时引入了许多无源器件。正是这些无源器件的引入才让室内分布变得更加简单,但室内无源器件给网络带来了新的问题。在排查室内干扰时技术人员会发现,室内无源器件的干扰主要来源于基站接入侧器件,基站侧无源器件的耐功率的影响、站内设备的互调干扰、站内设备的隔离度干扰都会影响室内分布的网络质量,给室分主干线基站接收端造成上行干扰,低噪明显上升。原有的室内系统容量小、单制式,属于窄带通信,峰值功率小。而现在的多制式室内系统,采用多制式、多载波,系统容量大、功率大,属于宽带通信,峰均比值大。这些信号通过无源器件后所产生的结果,与无源器件的性能有直接的关系。通过进行实际网络质量测试及网络参数分析可以看出,造成基站上行接收质量出现问题的原因主要有以下3个方面:第一,由于室内分布系统建设时使用了大量的无源器件,如3dB电桥、合路器、耦合器等,基站所引入的有源噪声及有源互调干扰、带外大载波通过这些无源器件会产生噪声干扰,造成系统的接收阻塞。第二,这些无源器件由于基站大功率的涉入,会引起无源器件产生底噪抬高(含热噪声和飞狐噪声),造成接收灵敏度降低。第三,这些无源器件由于基站大功率的涉入,会使器件产生的各类制式的无源互调干扰、杂散落在接收频段,导致C/I恶化。由此看来,无源器件的隔离度、功率承受能力和互调是影响网络质量的关键指标。
3室内无源器件的测试
由于室内无源器件的应用会严重影响网络的质量,因此,在网络建设初期,室内无源器件的选择和测试是至关重要的,严格控制无源器件的隔离度、功率承受能力和互调是室内分布系统建设的首要任务。无源器件在投入网络使用之前都是要经过招标测试的,但使用时网络仍然会出现问题。其原因是在进行单模块测试时,没有考虑网络的实际应用。
3.1隔离度测试在室内分布系统中,用得最多的就是合路器,尤其是多制式系统使用的多频合路器,如图1所示。由于多制式的存在,无源器件的隔离度出现问题就会导致各制式通信系统的阻塞。比如,基站所引入的有源噪声及有源互调干扰和带外大载波的阻塞,多系统基站发射落在其他制式接收频段的噪声通过合路器引入其他系统基站接收端导致的阻塞,多系统基站发射引起的互调通过合路器引入其他系统基站接收端导致的阻塞,以及多系统基站发射载波通过合路器引起其他系统基站接收端的阻塞等。因此在进行测试时,合路器的每个端口、不同制式间的隔离度都要达到技术指标的要求,以避免其他端口的干扰信号对有用信号端口造成影响,引起系统阻塞。
功率器件范文6
摘要：
利用还原氧化石墨烯的光控特性，将其沉积于微纳光纤的微纳区，使其与光纤强倏逝场发生相互作用；将405nm紫光作为泵浦光照射还原氧化石墨烯沉积微纳光纤的微纳区，测量该微纳光纤中1550nm信号光透过光功率的变化。结果表明：当泵浦光功率从0mW变化到12mW时，在泵浦光功率上升阶段，该微纳光纤中的透过光功率最大变化达1.6dB，紫光对该微纳光纤器件光控特性的线性度为95.7%；在泵浦光功率下降阶段，该微纳光纤中的透过光功率最大变化达1.37dB，线性度为87.7%；说明405nm紫光对基于还原氧化石墨烯的微纳光纤器件传输特性具有可控特性,预示其在全光可控器件具有潜在应用。
关键词：
微纳光纤；还原氧化石墨烯；紫光泵浦；响应特性；光控特性
0引言
基于石墨烯的光纤器件是近年来光通信和传感领域的研究热点之一[1-2]。石墨烯是只有单个碳原子厚度的二维材料，其以六角形蜂巢结构周期性紧密堆积，由于具有特殊的结构、超凡的电子传递性能、优良的光学性质和电学性质，石墨烯在电子、信息以及光学方面的巨大应用潜力引起科研人员广泛关注[3-4]。然而，由于石墨烯结构完整、化学性质稳定，很难与其他介质发生反应，所以石墨烯在水和其他常见有机溶剂中的溶解度很低[5]，这使得基于石墨烯的光纤器件制作难度大，限制了对石墨烯的进一步研究和及其应用。为了解决石墨烯溶解度低的问题，可以采用共价键、非共价键和掺杂的方法对石墨烯分子进行修饰[6-7]，使石墨烯表面结构发生改变，从而提高其分散性。还原氧化石墨烯（reducedGrapheneOxide,rGO）是通过强还原剂将氧化石墨烯还原而得到的，其晶格内的缺陷位点，可为化学官能团提供活性位点[8]。作为石墨烯最常见的替代材料，rGO不仅具有石墨烯的优良特性，还拥有合成方法简便、可大产量大规模制备的优势，因此被广泛用于研究中。近几年，微纳光纤（Microfiber,MF）因其显著的光学特性，已经成为构建新型微纳光学系统的基本元器件之一[9-13]。已有关于基于石墨烯的微纳光纤超快全光调制器[1]的研究报道，参考文献[2]报道了关于基于石墨烯波导光传输相位特性研究。然而，现有基于石墨烯的器件较多采用化学气相沉积法生长石墨烯薄膜，再通过有机玻璃将石墨烯薄膜转移从而获取基于石墨烯的元件。因此，为进一步探索石墨烯的替代材料与光纤器件相结合的应用，本文利用沉积法制备了还原氧化石墨烯微纳光纤器件，并研究了此微纳光纤器件的紫光传感特性，实现了mW量级的低功率紫光泵浦对器件透过功率的控制。本文的研究对基于石墨烯的光纤器件等光子器件的设计和应用具有一定的参考意义。
1紫光光控微纳光纤器件制备与测试
本文选取暨南大学化学系利用微波还原法制备的还原氧化石墨烯（rGO）粉末，取10mg粉末将其溶于10mL乙醇，以浓度为1mg/mL的分散液形式存储。图1是rGO的拉曼光谱。从图中可以看出，拉曼光谱中有两个特征峰：在1352.2cm-1处的D峰，通常被认为是碳材料中sp2原子的无序振动峰，并伴随着沉积后rGO的边缘效应；在1600.7cm-1处的G峰，产生于sp2碳原子的面内伸缩振动。同时IG/ID的强度比可以反应出sp2/sp3的碳原子比，即表明石墨烯的石墨氧化程度[8]。IG/ID的强度比越大，说明氧化石墨烯被还原的程度越大，大量的sp3杂化原子经过脱氧后会重新在石墨烯的平面内形成sp2杂化原子。在2953.6cm-1处的2D峰是第二显著峰，源于二级区域边界的声子，并且2D峰的位置会随石墨烯层数的增加而变化。本文利用沉积法[14-15]制备还原氧化石墨烯修饰的微纳光纤器件。微纳光纤（MF）是选用火焰加热手工拉制法对标准的通信单模光纤加工而成。通过反复拉制、显微观察方法，可制得直径相似且均小于10µm的品质良好的微纳光纤。采用蔡司光学显微镜（AxioCamMRc5ZEISS）观察可得，实验选用的MF微纳区长度约1.5cm，直径约为8μm，粗细均匀且表面平滑，有利于与rGO相结合。基于还原氧化石墨烯的微纳光纤器件三维结构示意图如图2。首先利用紫外胶将MF固定在载玻片上；然后在锥腰区附近用紫外胶围成一个3.0×1.0×0.5cm的凹槽，以防止rGO溶液流动；制备好的rGO溶液用超声震荡仪超声处理40min，使rGO均匀地分布在酒精中；取出1.5mL左右处理好的rGO溶液滴入以上制好的凹槽中，室温条件下待乙醇自然蒸发，使rGO薄膜沉积于MF微纳区上。1550nm分布式反馈激光器（DistributedFeedbackLaser,DFB）作光源监控还原氧化石墨烯在微纳光纤上的沉积过程，光纤中透过光功率与时间的函数关系曲线如图3。从图中可以看出，开始时在空气中的MF透过光功率为-1.78dBm，在2min时滴入rGO分散液后，光纤中透过光功率在4.5min时缓慢减小至-6.49dBm。随后由于酒精溶剂的蒸发，光纤中透过光功率在5min时急剧减小至-54.47dBm。在rGO形成薄膜的过程中，透过光功率在9min时快速恢复至-36.5dBm，随后至117min，MF中透过光功率缓慢增大至-30.5dBm并保持稳定。至此rGO沉积完毕，用时约2h。基于还原氧化石墨烯的微纳光纤器件样品制作完成。图4为沉积还原氧化石墨烯后微纳光纤微纳区的扫描电镜图，其中图4(b)是微纳区的局部放大图。从图中可以看出微纳光纤微纳区沉积有很多层叠的还原氧化石墨烯堆。
2基于还原氧化石墨烯的微纳光纤器件紫光光控特性
实验装置主要由4部分组成，包括1550nmDFB激光器、405nmLD激光器、光功率计、柱透镜，系统图如图5。1550nm激光作为信号光，405nm激光作为泵浦光。信号光经过沉积还原氧化石墨烯的微纳光纤器件进入光功率计；泵浦光在器件正上方10cm处，经柱透镜聚焦后照射MF微纳区。实验环境温度20℃，相对湿度40%RH（RelativeHumidity）。将405nm激光器的激发电流作为自变量，在实验过程中调节自变量使激发电流依次为0A、0.04A、0.08A、0.12A、0.16A、0.12A、0.08A、0.04A、0A，对应功率依次为0mW、0.1mW、3.6mW、7.2mW、12mW、7.8mW、3.3mW、0.1mW、0mW，光功率计连续记录MF中传输的1550nm信号光的光功率变化。为了研究沉积还原氧化石墨烯的微纳光纤器件的405nm波长光控特性，首先必须了解未沉积氧化还原石墨烯的裸MF的405nm波长光控特性。图6(a)是裸MF在405nm泵浦光照射下，其传输光功率随泵浦光功率的变化情况。可以看出，裸微纳光纤透过光功率随着泵浦光功率的变化，从-7.26dBm逐渐降低到-7.33dBm，整个过程中光功率最大变化仅为0.07dB。而1550nm光源、光功率计以及环境、电压等的波动导致的裸MF透过光功率波动最大约为0.05dB[14]，由此可以得出405nm泵浦光对裸MF传输光功率的影响很小（0.07dB）。图6(b)是沉积氧化还原石墨烯的微纳光纤器件透过光功率随405nm泵浦光功率变化的实验结果。从图中可以看出，沉积还原氧化石墨烯的MF器件透过光功率随着泵浦光的功率变化而变化：当泵浦光的功率从0mW增大到0.1mW、3.6mW、7.2mW和12mW时，器件透过光功率也随之增大，透过光功率最大变化为1.6dB；当泵浦光的功率从12mW减小至7.8mW、3.3mW、0.1mW、0mW时，器件透过光功率也随之减小，最大变化为1.37dB。由此可以认为沉积还原氧化石墨烯的微纳光纤器件在405nm波长处具有光控特性。根据图6(b)中透过的信号光功率阶梯变化值，计算不同泵浦光功率情况下，沉积还原氧化石墨烯的微纳光纤器件的透过光功率的平均值，相对于无泵浦光时器件透过光功率平均值的变化量；将不同泵浦光强度情况下，器件透过光功率的变化量绘于图7中，其中横坐标是泵浦光强度的变化值，纵坐标是MF中相对透过光功率值。图7中菱形和圆形标记分别为泵浦光强度上升和下降过程中，光纤中相对透过光功率的变化情况。图7中实线为光纤中相对透过光功率的线性拟合曲线；虚线为泵浦光强度上升过程中的拟合曲线，拟合方程为pumpI0.21140.1I（1）式中，I代表沉积氧化还原石墨烯的微纳光纤器件中相对透过光功率，Ipump代表泵浦光强度，线性相关系数为0.957；实线为泵浦光强度下降过程中的拟合曲线，拟合方程为：pumpI0.27670.083I（2）线性相关系数为0.877。拟合曲线线性相关系数表明了光纤中相对透过率对泵浦光强度变化有相对较好的线性相关性。从上述分析看出，泵浦光功率在小于12mW的小功率范围，对沉积还原氧化石墨烯的微纳光纤器件具有线性光控特性。沉积还原氧化石墨烯的微纳光纤器件之所以具有光控特性，其原因在于随着紫光功率增加，受激的电子-空穴浓度增加。因此，rGO的电子费米-狄克拉分布发生改变，从而减少动态电导率的实部，而动态电导率的实部决定了由rGO带内和带间跃迁引起的光吸收[16-17]。因此紫光功率增加，rGO的动态电导率降低，光吸收也降低，沉积还原氧化石墨烯的微纳光纤透过光功率随之增加。图6(b)和图7说明，泵浦光功率上升和下降过程中，沉积还原氧化石墨烯的微纳光纤器件的灵敏度是不同的，上升过程的灵敏度更高。分析认为：在泵浦光强度上升和下降过程中，还原氧化石墨烯的光控特性程度是不一致的。光致光生载流子现象使得rGO对信号光的吸收减少，即透过光功率增加；而在泵浦光功率下降阶段，透过光功率的变化略低于泵浦光功率上升阶段，究其原因，可能是与rGO还原程度的不彻底有关系，使得其难以彻底恢复到照射之前的透过功率水平，从而致使其灵敏度降低。
3结论
根据微纳光纤的强倏势波场与还原氧化石墨烯的相互作用，本文实现了利用405nm紫光以低于12mW的小功率，操控沉积还原氧化石墨烯的微纳光纤器件的信号光传输。结果表明：裸微纳光纤对泵浦光的最大响应仅为~0.07dB；沉积还原氧化石墨烯的微纳光纤器件，其最大透过光功率达~1.6dB。数据分析表明：泵浦光功率上升过程中，对沉积还原氧化石墨烯的微纳光纤器件光控特性线性度为95.7%；泵浦光功率下降过程中，对器件的光控特性线性度为87.7%。由此证明405nm紫光对沉积还原氧化石墨烯的微纳光纤器件具有可控特性，说明基于还原氧化石墨烯的微纳光纤器件具有实现全光可控光子器件潜在可能。
参考文献：
[2]程杨，姚佰承，吴宇，等.基于倏逝场耦合的石墨烯波导光传输相位特性仿真与实验研究[J].物理学报，2013,62(23):237805.
