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电源滤波器范文1
中图分类号： TM643 文献标识码： A 文章编号：
开关电源的特点是频率高、效率高、功率密度高和可靠性高。然而由于其开关器件工作在高频通断状态，使得电磁干扰非常严重。防电磁干扰主要有三项措施，即屏蔽、滤波和接地。往往单纯采用屏蔽不能提供完整的电磁干扰防护，唯一的措施就是增加滤波器，来切断电磁干扰沿信号线或电源线传播的路径，与屏蔽共同构成完美的电磁干扰防护。
开关电源EMI滤波器的原理
1、开关电源的电磁干扰源
(1)开关管产生干扰。开关管导通时由于开通时间很短及回路中存在引线电感，将产生较大的du／dt和较高的尖峰电压。开关管关断时间很短，也将产生较大的di／dt和较高的尖峰电流，其频带较宽而且谐波丰富，通过开关管的输入输出线传播出去形成传导干扰；
(2)整流二极管反向恢复电流引起的噪声干扰
由于整流二极管的非线性和滤波电容的储能作用，二极管导通角变小，输入电流成为一个时间很短，而峰值很高的尖峰电流，含有丰富的谐波分量，对其他器件产生干扰。二级滤波二极管由导通到关断时存在一个反向恢复时间。因而，在反向恢复过程中由于二极管封装电感及引线电感的存在，将产生一个反向电压尖峰， 同时产生反向恢复尖峰电流，形成干扰源；
高频变压器引起EMI问题
隔离变压器初、次级之间存在寄生电容，这样高频干扰信号很容易通过寄生电容耦合到次级电路，同时由于绕制工艺问题在初、次级出现漏感将产生电磁辐射干扰。另外，功率变压器电感线圈中流过脉冲电流而产生电磁辐射，而且在负载切换时会形成电压尖峰；
2、干扰信号频段分析
当开关电源的谐波电平在高频段(频率范围30MHz以上)时，表现为辐射干扰，而当开关电源的谐波电平在低频段(频率范围0.15 MHz～30 MHz)表现为传导干扰。传导干扰电流按照其流动路径可以分为两类：一类是差模干扰电流，另一类是共模干扰电流。开关电源的差模干扰和共模干扰分布在不同的频段，在截止频率范围内大致可分成3个频段，在0．5MHz以下，主要是以抑制差模干扰为主；在O．5 MHz一1 MHz(或0．1MHz一1 MHz)范围内，差模和共模干扰共存；在1MHz—30 MHz范围内主要是以抑制共模干扰为主。
二、设计开关电源EMI滤波器的实际方法
1、设计中的几点考虑
EMI滤波器的效果不但依赖于其自身，还与噪声源阻抗及电网阻抗有关。电网阻抗通常利用静态阻抗补偿网络(LISN)来校正，接在滤波器与电网之间，包括电感、电容和一个50电阻，从而保证电网阻抗可由已知标准求出。而EMI源阻抗则取决于不同的变换器拓扑形式。
以典型的反激式开关电源为例，如下图(a)所示，其全桥整流电路电流为断续状态，电流电压波形如下图所示。对于共模噪声，下图(b)所示可以看作一个电流源和一个高阻抗并联；下图(c)中对于差模噪声，取决于整流桥二极管通断情况，有两种状态：当其中任意两只二极管导通时，等效为一个电压源与一个低值阻抗串连；当二极管全部截止时，等效为一个电流源和一个高阻抗并联。因而噪声源差模等效阻抗以2倍工频频率在上述两种状态切换 。
EMI滤波器设计
（1）电容、电感选取原则
一般的EMI滤波器中有两组电容，即跨接在电源线之间起差模抑制作用的X电容和接在电源线和地之间起共模抑制作用的Y电容。对于X电容其额定电压应和电网电压相当，其容量可以选的大些，典型值为零点几微法到1。对于Y电容取值允许的情况下越大越好，但Y电容会导致人员电击，所以对其最大漏电电流有限制，的大小由产品规定。
另外，为了获得较好的高频特性，降低高频等效串联电阻和等效串联电感，X和Y电容通常都是通过几个较小的电容并联来满足其容量要求。对于滤波器中的共模或差模扼流圈一般情况下要自己动手设计。磁芯材料一般是铁氧体。电感量的估算要考虑阻抗和频率。共模扼流圈典型取值为1．5 mH～20mH，差模扼流圈典型取值为10H～50H。
（2）设计EMI滤波器的步骤
要使EMI滤波器有良好的工作特性，元件在选材时有很多需要注意的地方。差模滤波电容(C)通常选取金属膜电容，金属膜电容具有较大的电容值，自谐振频率在1 MHz～2 MHz之间，对于较低频率的差模干扰信号有非常好的抑制效果，设计时通常选取值为0.1uF一1uF。共模滤波电容()选用瓷片电容，具有高达10 MHz以上的自谐振频率，所以对较高频率的共模干扰信号有较好的抑制效果，设计时通常选取值为1000 pF～6800 pF。共模电容因为要进行接地，则共模滤波电容的最大容量可用下式计算：
出于安全考虑，漏电流要尽量小，通常应小于5 mA。
为了取得良好的滤波效果，电感的取值和材料的选取原则从以下几个方面考虑：第一，磁芯材料的频率范围要宽，要保证最高频率在1 GHz，即在很宽的频率范围内有比较稳定的磁导率；第二，磁导率高，但是在实际中很难满足这一要求，所以，磁导率往往是分段考虑的。共模扼流圈磁心尽量选用起始磁导率高、高频性能好的磁心，这样对共模噪声有很好的抑制效果。绕制共模扼流圈的时候尽量让导线均匀包裹住磁心，以减少漏感，这样绕制出的电感线圈与设计值更为接近。
EMI滤波器抗共模部分的截止频率的计算式：
EMI滤波器抗差模部分的截止频率的计算式：
在实际的计算过程中，如同计算共模滤波器的步骤一样，首先确定需要的 以及厂的大小，再带人由式(4)推导出来的式(5)中，计算出的值。再由式(6)计算出的大小。一般情况下共模扼流圈的漏感取值为自身电感量的0．5％ ～2％。
经过上面的步骤以后，就可以得到针对不同频率开关电源的EMI滤波器中所有元件的参数。
开关电源EMI滤波器的设计电路
①开关电源共模干扰等效电路
下图所示，开关管 由导通变为截止状态时．其集电极电压会马上变为一个高电压．这个襄变电压会引起下图中Icm2向 集电极到地之间的分布电容充电。这个突变电压还生成电流Icm1向高频变压器初、次级问的分布电容充电 形成共模电流(Icm1+Icm2)。 其充电频率就是开关电源的工作频率(即脉冲重复频率)。其中，与开关管的结构有关．而的数值视高频变压器的具体结构和工艺而定 因此可知．共模干扰电流的流动方向有两条：一条沿着电源正极到地；另一条沿着电源负极到地。LISN表示测试等效电路时连接线路阻抗稳定网络。
②开关电源差模干扰等效电路
下图所示．当导通时，差模电流和电源电流都沿着导线、变压器初级及开关管回到电流负极上。当截止时，视为开路。这时数量很小并且也对差模电流是高阻抗的。因此，差模电流是沿着电源正极到负极方向流动的。
总结
提出的EMI滤波器，完全滤除了开关电源输出端的尖峰干扰，其对开关电源传导性共模、差模噪声干扰体现了较强的抑制作用。
参考文献
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[4] 杨志辉，韩泽耀。 应用于开关电源的有源共模EMI滤波器[J]. 安全与电磁兼容. 2006(04)
电源滤波器范文2
【关键词】有源电力滤波器；谐波补偿；级联型多电平变流器；电流型有源电力滤波器；拓扑
1 引言
随着电力电子技术的飞速发展，大功率开关器件被大量应用到各种电源装置中，为各种设备提供了一个高速、高效、节能的控制手段。但是，由于利用开关的通断对电能进行变换，必然会产生无功电流和高次谐波，引起波形失真，对电力系统各项设备及其用户和通信线路产生日趋严重的有害影响。传统的无源补偿装置是并联电容器或LC滤波器，其阻抗固定，不能跟踪负荷无功需求的变化，远远不能满足电力系统对无功功率和谐波进行快速动态补偿的要求。有源电力滤波器（简称APF）是一种用于动态抑制谐波和补偿无功的新型电力电子装置，它能对大小和频率都变化的谐波和无功分量进行实时的补偿，又被称为静止无功发生器（SVG）。作为柔流输电系统（FACTS）中的重要部分，APF的研究受到了各国学者的高度重视。
如何实现大功率有源电力滤波器已取得了不少的研究成果。对于大容量的电力电子装置，如果简单地采用普通电路的主电路拓扑，则对所使用的电力电子器件在容量方面有比较高的要求。由于电力电子器件随着容量的增大其所允许的开关频率却越来越低，而较低的开关频率又直接影响有源电力滤波器的补偿效果，所以在将有源电力滤波器用于大容量谐波补偿时就面临着器件开关频率与容量之间的矛盾。为解决这一矛盾，国内外学者提出了各种性能优越的有源滤波器主电路拓扑结构。要实现大容量的谐波补偿或实现有源补偿功能的多样性，需要APF具有较大的装置容量。但由于受目前电力电子器件功率、价格及其串并联技术等的限制，这势必使装置初始投资变大，并且大容量的有源电力补偿还将带来大的损耗、大的电磁干扰以及制约APF的动态补偿特性等问题。因此，各种性能优越的混合型补偿方案的研究应运而生。本文将几种应用比较广泛的拓扑进行归拢比较，指出它们各自的优缺点，并在此基础上提出了基于载波相移技术的电流型APF和级联型APF结构。
2 APF的工作原理及其分类
对APF可以这样来定义：将系统中所含有害电流（高次谐波电流、无功电流及零序负序电流）检出，并产生与其相反的补偿电流，以抵消输电线路中有害电流的半导体变流装置。变流装置在检测系统的控制下将直流电能转化为有害电流所需要的能量，或者说：补偿装置所产生的电流波形正好与有害电流的频率幅值完全相同，而相位正好相差180°，从而达到了补偿有害电流的效果。作为一种用于动态抑制谐波、补偿无功的新型电力电子装置，APF能对大小和频率都变化的谐波以及变化的无功进行实时补偿。它的主电路一般由PWM逆变器构成。根据逆变器直流侧储能元件的不同.可分为电压型APF和电流型APF。。电压型APF在工作时需对直流侧电容电压控制，使直流侧电压维持不变，因而逆变器交流侧输出为PWM电压波。而电流型APF在工作时需对直流侧电感电流进行控制，使直流侧电流维持不变，因而逆变器交流侧输出为PWM电流波。电压型APF的优点是损耗较少，效率高，是目前国内外绝大多数APF采用的主电路结构。虽然电压型APF在降低开关损耗、消除载波谐波方面占有一定优势，但电流型APF能够直接输出谐波电流，不仅可以补偿正常的谐波，而且可以补偿分数次谐波和超高次谐波，并且不会由于主电路开关器件的直通而发生短路故障，因而在可靠性和保护上占有较大的优势。随着超导储能磁体的研究，一旦超导储能磁体实用化，必可取代大电感器，促使电流型APF的应用增多。
2.1 新型电流型APF
在许多文献中，对电压型的有源滤波器讨论较多，主要原因是电压型有源滤波器用电容储存能量，其效率高于电感储存能量。此外，电压型变流器的交流增益较高。但是，电流型有源滤波器也有许多优于电压型有源滤波器的特点：
1）电流型有源滤波器直接控制电流，而电压型有源滤波器通过控制电压间接控制电流，对于并联型有源滤波器场合，电流型有源滤波器有更好的电流控制能力；
2）电流型有源滤波器中，采用L-C滤波器，这种结构能在传输带宽与抑制高次谐波之间做出较好的折中，在同样的开关频率和输出相同的谐波能量时，电流型有源滤波器滤除开关谐波的效率高于电压型有源滤波器；
3）电流型有源滤波器保护更容易，工作稳定性更高。
载波相移SPWM技术的本质是自然采样SPWM技术和多重化技术的有机组合，该技术可以在较低的器件开关频率下取得与较高开关频率等效的结果。不但使SPWM技术应用于特大功率场合成为可能，而且在提高装置容量的同时，有效地减小了输出谐波，提高了整个装置的信号传输带宽。这就解决了大功率装置与器件开关频率较低的矛盾，可使GTO等特大功率器件组成的变流器用于APF装置。我们提出了一种实用于APF的基于载波相移SPWM技术的电流型变流器。与SPWM技术相比，采用这项技术来消除相同的谐波所需的开关频率更低。
2.2 APF基本拓扑结构
根据APF与电力系统的连接方式可将其分为并联型、串联型及串-并联混合型。并联型APF，由于与系统并联，可等效为一个受控电流源。并联型APF可产生与负载谐波或无功电流大小相等、相位相反的补偿电流，从而将电源侧电流补偿为正弦波。并联型APF主要用于感性电流源型负载的谐波补偿，目前技术上已相当成熟，投入运行的APF多为此方案。串联型APF，通过变压器串联在电源与负载间，可等效为一受控电压源，主要用于消除带电容的二极管整流电路等电压型谐波源负载对系统的影响，以及系统侧电压谐波与电压波动对敏感负载的影响。串联型APF中流过的是正常负载电流，损耗较大，而且投切、故障后退出及各种保护也较复杂。串-并联型APF，其兼有串、并联型APF的功能，可解决配电系统发生的绝大多数电能质量问题，具有较高性价比。
2.3 无源与有源混合型APF
大容量的有源滤波器由于造价高、功耗大，在实际应用中受到限制。为了获得较好的滤波特性，又尽可能降低造价，人们开始研究无源与有源混合应用的方法，提出了串联有源滤波器与并联无源滤波器共用的方案；带串联L-C电路的有源滤波器方案；以及两个有源滤波器与一组无源滤波器的电力线调节器方案。
综合电力滤波系统主电路结构对于负载侧的谐波电流源，有源滤波器被控制为一个等效谐波阻抗，它使无源和有源滤波器总的串联谐波阻抗对各次谐波都为零，从而使所有的负载谐波电流全部流入无源滤波器支路，达到提高无源滤波器滤波效果的目的，此时有源滤波器的输出补偿电压为所有负载谐波电流流过无源滤波器时产生的电压。对于电源电压中的畸变电压，有源滤波器被控制产生与其相同的谐波补偿电压，以抑制电源电压畸变产生的谐波电流。由于有源滤波器不是直接对谐波电流进行消除，而是起到提高无源滤波器滤波效果的目的，它所产生的补偿电压中不含有基波电网电压，只含有谐波电压，故其功率容量很小，具有良好的经济性，适于对大容量的谐波负载进行补偿，该混合电力滤波器的特点是：利用无源滤波网络滤去5、7次等低次电流谐波，并进行基波无功功率的补偿，使有源滤波器不直接承受电网电压和负载的基波电流，仅起负载电流和电网电压的高次谐波隔离器的作用，因而有源滤波器的容量可以设计得较小，利用串联的有源滤波器增加高次谐波阻抗而对基波无影响的特性，可以改善无源滤波器的滤波效果，防止与电网之间发生谐振；同时，也避免了并联有源滤波器的谐波电流注入并联的无源滤波器形成谐波短路的现象，提高了有源滤波器的有限容量的利用率。但是，在该种拓扑中，有源滤波器的性能很大程度上决定于电流互感器的特性。
新型混合有源滤波器拓扑，该拓扑具有以下几个优点：
1）采用开关频率较低的IGBT构成的逆变器来进行无功补偿；
2）由开关频率高，耐压较低的MOSFET构成的逆变器进行谐波电流补偿；
3）IGBT和MOSFET逆变器共享直流测电压，简化了控制；
4）IGBT直流侧所需电压可大大降低，因为它的主要作用是维持基波电压。因而与传统的APF相比，该APF系统工作的电压等级更低；
5）高频逆变器的输出侧采用变压器隔离，可消除大部分干扰。
2.4 级联型大功率APF
对于大功率的电力电子装置，在使用有源电力滤波器进行谐波抑制和无功补偿时，相应地要求有源电力滤波器要具有较大的容量。如前所述，当有源电力滤波器用于大容量谐波补偿时将面临着器件开关频率与容量之间的矛盾。目前工业现场中常采用多台小容量有源电力滤波器并联，尤其对一些具有电流源性质的设备。这种方案的补偿控制原理， APF是并联型有源电力滤波器；K是投切开关。每个APF有各自的主电路和控制电路，各APF的控制和补偿由其自身来完成。其优点在于每个有源电力滤波器具有相对的独立性，当其中某一个APF出现问题时，并不影响其它APF的工作。其不足之处主要在于各有源电力滤波器输出的补偿电流之间缺乏协调控制，波形没有进一步改善，且控制电路的数量相对较多。近年来，为抑制大功率电力电子装置谐波源所产生的谐波，已研究出多种多重化的主电路拓扑，比较有代表意义的是级联型多电平变流器。这种变流器相对于二极管钳位型多电平变流器、电容钳位型多电平变流器，有以下优势：
1）开关器件和电容承受的负荷相同，器件开关频率相同；
2）所用器件较少，为了获得同样的电平数在三者中使用的器件数最少；
3）输出谐波低；
4）各模块结构相同，可以实现模块化设计和组装，无须额外设置钳位二极管或平衡电容，易于多重组合、安装、调试；
5）这种结构可以利用软开关技术，能够减小缓冲电路的尺寸甚至可以采用无缓冲电路。
基于这种变流器，我们提出一种由级联型变流器构成的并联型APF。这种有源电力滤波器的特点是：
1）各单相全桥模块的器件在基频下开通关断，所以电磁干扰和开关损耗小，效率高，而等效开关频率高且不需要通过变压器级联；
2）解决了大功率装置容量与器件开关频率低的矛盾；
3）为了获得同样的电平数在多电平变流器中使用的器件数最少；
4）由于每个模块采用相同的电路结构，可以实现模块化设计和组装，无须额外设置嵌位二极管或平衡电容，且开关管工作状态和负荷一致；
5）基于低压小容量变换器级联的组成方式，技术成熟，易于模块化，直流侧容易实现电压均衡；
6）可采用软开关技术，以避免笨重、耗能的阻容吸收电路。
因此，由级联型变流器构成的并联型APF比较适合于中、低压电网的无功补偿和谐波抑制。
3 结语
电源滤波器范文3
【关键词】有源电力滤波器；光伏发电；统一控制；控制技术
一、背景
新能源的开发利用是国际性问题，在工业高速发展的中国对新能源的开发显得更为重要，工业的发展带来的大冲击负载大量涌现，导致公共电网污染加剧，以往使用的滤波器难以达到要求，有源电力滤波器因此成为研究的重点。
但是在国内，有源电力滤波器与光伏发电处于起步阶段，想得到进一步发展需要解决的问题很多。首先是有源电力滤波器的使用会产生谐波与无用功率，谐波会缩短机器的使用寿命、干扰通信系统等，误导继电保护装置等，导致电流变大、供电设备功率增大，损耗增加，干扰其他设备的运行。光伏发电的问题主要有，设备运行成本高且利用效率低、运行系统的可靠性低、组成器件的容量小、设备功能单一等问题。另外，政府出台的相关政策不不健全，使其发展受阻。
本文会对有源滤波器、光伏发电以及有源滤波器与光伏发电的同一控制技术进行介绍，分析他们的原理，将其基本原理知识进一步推广。
二、相关知识介绍
（一）有源滤波器原理
有源滤波器由电流系统指令运算中心与控制跟踪电流部分组成，运算中心是将产生的无功功率、谐波分量属于被检测电流的部分计算出来，控制跟踪根据计算出的结果发出信号控制，补偿电流由此产生。产生的补偿电流将被负载中的电流以及谐波和无功电流抵消，最终电网电流达到期望值。
（二）光伏发电基本原理
光伏发电系统有含蓄电池可调度式与不含蓄电池不可调度式两种，前者多用于规模巨大的发电系统，后者常用于分散的小型发电系统。而两者中，含有蓄电池的系统由于具有蓄电储能的特点，故其功能强大，可以将其应用于电网的调峰，还有紧急情况的供电。[1]
在白天，系统光伏阵通过逆变器以最大的功率输出电能，将电供给电网；在晚上由于没有日光时，逆变器的工作暂停，阵列电能不输出。
（三）二者的联系
1.方法技术：二者的控制方法是相同的，这是由于两者系统中都有控制跟踪电流技术及锁相，但是有源电力滤波器系统还需要有检测谐波与无用功率的技术，而光伏电系统还有最大功率追踪技术与孤岛检测技术。
2.功能作用：有源滤波器是补偿无用功，而光伏发电是注入有用功。虽然二者向电网输入的类型不一样，但是他们的本质都是相同的。
3.接入结构：有源滤电力波器及光伏发电接入电网的结构大致上是一样的，就只有直流测的器件不一样而已，有源滤波器是电容器，另一个是光伏阵。[2]
有源滤波器与光伏发电同一控制基本原理。
三、发展存在的问题
有源滤波器电容器的维持依赖于系统与电网系统进行电流交换式产生的能量运作的，电压过高时，有源滤波器向电网注入有用功一保护自身，这就是统一控制有源滤波器与光伏发电技术的基础理论。这个方法可以实现将光伏阵接到有源电力滤波器直流侧的目的，并且不会原有的功能产生不良的影响。
原理概括如下：谐波和无用功率根据指令输出补偿电流—跟踪最大功率，并形成指令电流—合并补偿电流与指令电流—按指令流入电网电流。
按照以上方法可以实现统一控制有源滤波器与光伏发电的目的。以上是有源电力滤波器、光伏发电以及有源滤波器和光伏发电同一控制技术基本原理的简单介绍。
（一）关于有源滤波器，其运作主要有以下问题：
1.运作成本高。由于有源滤波器的运行需要超大容量器件、精密开关以及数字芯片，其成本是以往使用的无源滤波器的3到4倍，只是推广的极大阻碍。[3]
2.行业规则问题。前面提到有源滤波器会产生谐波，但国内对谐波的治理问题并不做强制规定，这会导致商家及用户的治理责任意识淡薄。
3.功能单一。电能管理要求随着电能利用问题的多样化变得越来越严格，也越来越多样，但是有源滤波器却无能为力。
4.器件规格达不到要求。有源滤波器产生的谐波与无用功率危害很大，加上电网本身也会产生谐波和无用功率，而规格达不到要求，危害会更大，因此这也是一个阻碍。
5.系统性能可靠度不高。我国现阶段处于起步阶段，相应的理论与实践都很缺乏，系统性能的可靠性还没有扎实保障。
（二）关于光伏发电技术，其运行主要有以下问题：
1.运作成本高。与火力及水电发电技术相比，光伏发电技术由于使用晶体管，所以其成本是传统方法的3-5倍。
2.设备的利用率很低。夜里及其由于没有日光而停止运作，这不仅导致设备的利用率低下，而且会对机器的运作造成不良的影响。
3.政府出台的规章政策不完整。政府的态度是通过法规体现的，而不完整不健全的法规对技术的发展是极其不利的，虽然必要的法规有了，但缺乏鼓动力。[4]
4.器件规格偏小且功能不全。由于对成本有要求，器件规格被限制，这导致系统容量达不到要求，会对电网系统的运作产生负面影响。
有源滤波器与光伏发电技术现阶段存在的主要问题如上所述，要想有源滤波器与光伏发电同一控制技术得到发展我们必须对存在问题进行研究，探讨解决的方法。
四、有源滤波器与光伏发电统一控制技术的策略
增强储能能力是弥补电力中断问题的方法之一，可以按要求给系统配置多个蓄电池，组成符合要求的蓄电池组，另外，对系统直流测进行优化结构设计，已达到是系统更完善的目的。另外，针对上文提到的问题，提出以下策略：
1.正常时，系统控制成受控源，利用控制跟踪方法，向电网注入电流，在有源滤波器谐波补偿电流与光伏发电电流发生冲突的时候，利用配置的电池组对冲突的两组进行协调，使系统稳定安全的工作得到保证，同时达到同一控制的目的。
2.设置UPS工作模式，在电网意外断开时迅速转换成该模式，对电网中重要负载进行电力补偿，也就是说，受控源在电网中断转化模式以后成为了电压源。这样保证了不在即使在电网中断时也能正常的运行。
3.加入锁相技术的应用，这会在电网断电恢复供电时，转换回正常模式进行正常的运作，也就是说，这种技术可以将电池组有电压受控变成电流受控。与前面的UPS模式想结合，负载的供电得到保证。
4.根据不同的环境，对有源滤波器与光伏发电装置的器件进行优化管理，确保电力在紧急情况下也能供给负载运作所需的电流直至电网恢复正常供电。
5.为了使整个系统可以安全运行、稳定工作，在系统中还应加入软启动、检测中断技术、控制跟踪功率点技术等保障系统以外故障得到解决。
以上是有源滤波器与光伏发电同一控制技术的一些策略。
五、有源滤波器与光伏发电同一控制技术有关的重要技术
1.控制变流器。此技术的目的是使系统中变流器按照要求输出指令电流，目前采用的方法主要是三角波控制方法，具有运行简便、理论知识扎实、实践经验丰富等优点。三角波比较放在容器里的指令与补偿电流的偏差，输出包含有相同频率的谐波，由于过程相对复杂，响应的电流会比较晚输出。
2.孤岛效应检测。孤岛效应是电网出现故障意外停电或正常停电后，系统从网络中断开，但是有些会继续运作进而产生一个自己运行的系统。孤岛效应使维修工作进行困难，威胁维修人员的安全，所以孤岛效应的检测技术是系统必备的技术之一。目前，检测的方法有，插入阻抗和扰动电流法，这两种都是主动检测，当检测到系统中电压超过给定值，即定位孤岛效应。
3.跟踪最大功率技术。跟踪最大功率技术目前主要由两种，一种是电压恒定跟踪，本方法利用光伏阵在日光下的变化规律锁定最大功率，达到跟踪的目的，另一种是扰动跟踪法，其原理比较复杂，可概括为，根据系统发出指令，在几个电路上徘徊，寻找最大的功率。
4.双级电源隔离技术。本技术首先通过晶管转换电源，1000V高压转换成24V，再把电源输入电网，变换出可以独立运行不同电路所需的隔离电源。此技术除了能保证电路正常运行之外，还能增强电网的抗干扰能力，是利用一种PWM的单端控制器实现的，主要辅助电路中电压转换、电路保护。
六、总结
根据前文对有源滤波器、光伏发电以及有源滤波器与光伏发电同一控制技术的介绍，可以得出如下结论：
有源滤波器与光伏发电统一控制技术在我国处于起步阶段，进一步的推广还有很多问题需要解决，有理论层次的、技术层次的，有来自市场的、有关于政策的。但是这一技术的发展前景是很好的，我们有必要努力将其推广。根据对有源滤波器、光伏发电装置院里的介绍，总结出两者的公共点与不同的地方，从两者基本工作原理相似可以得出，实现二者的同一控制可能性是极大的。对有源滤波器与光伏发电统一控制技术目前存在的主要问题进行详细介绍、深入研究，总结他们的相似之处，得出技术发展需要解决的问题。根据对存在问题的研究，提出有源滤波器与光伏发电统一控制技术的设计方案，发展策略。对策略中用到的重要技术进行介绍，加深理解。
总之，有源滤波器与光伏发电统一控制技术的发展前景是很光明的，我们必须克服困难，解决相关问题，促进其在中国的发展。
参考文献
[1]胡兵，罗杰，李朝琼等.有源滤波器的发展动态及应用[J].北京机械工业杂志，2011，8（13）：1550-1552.
[2]卓放，王兆安.有源滤波器技术的发展与电能质量的提高[J].中国机械工业的发展，2011，15（16）：2446-2447.
电源滤波器范文4
关键词：有源电力滤波器;谐波;MATLAB仿真
0．引言
20世纪80年代以来，随着电力电子技术的发展，非线性电力电子器件和装置在现代工业中得到广泛应用，使电力系统的非线性负荷明显增加，导致谐波危害日益严重，谐波治理刻不容缓[1-3]。电力系统谐波抑制措施主要有三种[4]:
受端治理:即从受到谐波影响的设备或系统出发,提高它们抗谐波干扰能力。
主动治理:即从谐波源本身出发,使谐波源不产生谐波或降低谐波源产生的谐波。
被动治理：即外加滤波器,阻碍谐波源产生的谐波注入电网,或者阻碍电力系统的谐波流入负载端。
被动治理谐波的措施：
1.采用无源滤波器PPF（Passive Power Filter,PPF,PF）或称为LC滤波器。LC滤波器[1-6]由电容元件、电感元件和电阻元件按照一定参数配置一定的拓扑结构连接而成的滤波装置。LC滤波器是出现最早[6]，虽然存在一些较难克服的缺点[1-6]，但因其结构简单、设备投资少、运行可靠性较高、运行费用较低等优点，因此至今仍是应用最多的滤波方法[1-6]。
2.采用有源电力滤波器APF（Active Power Filter）。有源电力滤波器是一种用于动态抑制谐波的新型电力电子装置，它以有对于大小和频率都变化的谐波进行补偿，其应用可克服LC滤波器等传统谐波抑制方法缺点。随着电力电子技术水平的发展，有源滤波技术得到极大发展，在工业上已经进入实用阶段。
有源电力滤波器APF（Active Power Filter）是一种用于动态抑制谐波的新型电力电子装置，它以有对于大小和频率都变化的谐波进行补偿[4、5]。
1．有源电力滤波器基本原理
有源电力滤波器（Active Power Filter,APF）是一类重要的电力电子在电力系统中应用的装置，能对频率和幅值都变化的谐波进行动态跟踪补偿，且补偿特性不受系统阻抗的影响。和传统的无源电力滤波器相比，是一种很有前途的消除或抑制负载或电网谐波手段。
图1为最基本的有源电力滤波器系统构成的原理图[4、5]。
图1 并联型有源电力滤波器系统构成
系统主要有两大部分组成[5]，即指令电流运算电路和补偿电流发生电路（由电流跟踪控制电路、驱动电路、和主电路三个部分组成）。其中，指令电流运算电路的主要功能是检测出补偿对象电流中的谐波电流分量，即所谓得谐波检测电路。补偿电流发生电路的作用是根据指令电流运算电路得出的补偿电流的指令信号，产生实际的补偿电流。补偿电流与负载电流中要补偿的谐波电流相抵消，最终得到期望的电源电流。主电路目前均采用PWM变流器。
2．基于瞬时无功功率的ip-iq检测方法
有源电力滤波器谐波检测环节直接影响到谐波补偿效果，快速、准确的检测出谐波对有源电力滤波器整体性能至关重要。
基于ip－iq运算方式的谐波电流检测法是由西安交通大学王兆安教授在二十世纪九十年代提出的，该方法可以快速检测，即使当电压波形有畸变，也能准确地检测出全部谐波和无功电流。ip－iq法原理如图2所示[6]，PLL为锁相环。
图2 ip－iq检测方法原理图
图中
3．仿真分析
本文用Matlab对三相三线制并联有源电力滤波器系统进行仿真研究。主要参数为：
电网：三相理想电压源：35KV，50Hz。
谐波检测方法：基于瞬时无功功率的ip－iq检测方法
非线性负载：阻感性载负。
图3－1补偿前系统电流波形及频谱分析
从实验结果可以看出：有源电力滤波器未投入前负载电流中含有很大谐波成分。从波形及频谱分析出电流总谐波畸变率达到27.54％。而在有源电力滤波器投入后，电流总谐波畸变率为0.56％, 对谐波起到了很好的抑制作用。
4．结论
本文研究了三相三线制并联有源电力滤波器谐波检测方法－基于瞬时无功功率理论的ip－iq谐波电流检测方法，进行了基于该谐波检测方法构建的三相三线制并联有源电力滤波器仿真分析，结果验证了检测方法的准确性及该滤波装置对谐波抑制的良好性能，具有理论及实践意义。
参考文献：
陈志业,尹华丽,.电能质量及其治理新技术[J].电网技术,2002,26(7):67-70.
电源滤波器范文5
关键字： 有源电力滤波器； 空间矢量脉冲宽度调制； 无差拍控制； 预测电流
中图分类号： TN713?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2015）11?0132?05
Application and research on deadbeat control for active power filter
KONG Rui， YAN Wen?xu
（Jiangnan University， Wuxi 214122， China）
Abstract： Active power filter is a common equipment for harmonic control. PWM convertor control is the key part of active power filter. Among numerous of control methods， space vector pulse width modulation （SVPWM） is widely used due to its high voltage utilization and good control precision， but time delay is inevitable because of the large amount of computation. The time delay can be eliminated effectively by deadbeat control， but the premise is that the next moment command current should be predicted accurately. To reduce calculation quantity and improve prediction accuracy， a new and simple current prediction method is proposed. The new method was simulated by Matlab simulation software， and the hardware experiment was implemented by hardware platform. The simulation results and experiment results verified that the new method is feasible.
Keywords： active power filter； SVPWM； deadbeat control； prediction current
0 引 言
随着电力系统中越来越多的电力电子器件投入使用以及非线性负载的大量存在，给电力系统带来了谐波危害，严重影响了电力系统中设备的安全运行并缩短了设备的使用寿命。实际中，由于SVPWM算法运算量较大，会出现较为显著的延时问题，同时由检测模块检测到的谐波电流转换为电压的流压转换也需要有较高的精度，这两个问题直接决定了有源电力滤波器的补偿效果。本文针对这一问题提出一种基于无差拍控制的新算法，利用动态矩阵控制理论的方法根据当前时刻检测误差与误差变化量调整预测指令电流值，充分利用当前时刻实际电流值和实际电流与预测电流的差值作为依据预测指令电流。
1 SVPWM算法原理
SVPWM控制在有源电力滤波器中应用的基本原理是将检测得到的谐波电流，作为指令电流并通过将其转换为参考电压，通过电压空间矢量计算合成该参考电压矢量，产生相应的PWM控制信号控制PWM变流器，使其输出电流为指令电流。对该算法需要结合有源电力滤波器主电路进行分析，图1所示即为APF主电路。
图1中变流器的三个桥臂，用开关函数[Sa，][Sb，][Sc]表示其开关和闭合。以[Sa]为例，若上桥臂闭合，下桥臂断开，则[Sa=1，]反之则[Sa=0。]由此可知三相回路变流器端电压为：
[Ukn=SkUd， k=a，b，c] （1）
结合式（1）和图1的主电路分析得出并联型APF三相回路的方程为：
[Ua=Uan+Uno=Ldicadt+eaUb=Ubn+Uno=Ldicbdt+ebUc=Ucn+Uno=Ldiccdt+ec] （2）
式中：[ea，][eb，][ec]分别为APF接入端的端电压；[L]为变流器输出接入电感值。三相对称系统满足：
[Ldicadt+ea=13（2Sa-Sb-Sc）UdcLdicbdt+eb=13（2Sb-Sa-Sc）UdcLdiccdt+ec=13（2Sc-Sa-Sb）Udc] （3）式（3）表示了三个桥臂开关函数[S]与变流器三相输出端电压的关系式，将式（3）右端电压值转换为[αβ]两相静止坐标系下进行分析。经[32]转换后计算可得：
[UαUβ=23Sa-12（Sb+Sc）32（Sb-Sc）Ud] （4）
通过式（4）分析不同开关函数条件对应的电压值，忽略两个零电压矢量，列表如表1所示。
通过表1可知在6种不同的开关函数条件下，对应的两相坐标的电压值，同时通过分析表中数据可知不同的开关函数对应的电压值可用一个模为[2Ud3]的电压空间矢量在[αβ]两相静止坐标系的投影表示，如图2所示。
图2所示即为根据表1得到的电压矢量空间分布，共有6个非零矢量成六扇形均匀分布在复平面上，另外有两个零电压矢量。电压矢量分为6个扇区，需要对由指令电流通过流压转换得到的参考电压进行扇区判断[3]，将式（4）中的电压[Uα，][Uβ]按照下式运算：
[Vref1=UβVref2=32Uα-12UβVref3=-32Uα-12Uβ] （5）
对式（5）三个参考电压量进行分析，并设定：若[Vref1>0，]则[A=1，]反之[A=0；]若[Vref2>0，]则[B=1，]反之[B=0；]若[Vref3>0，]则[C=1，]反之[C=0。]计算[N=4C+2B+A，]将得到的[N]值通过表2判断所在扇区。
由表2结合图2可知参考电压所在扇区，根据参考电压所在扇区，通过参考电压相邻的两个电压矢量合成为参考电压。根据电压矢量的大小计算两个电压矢量各自作用时间，并计算零矢量作用时间，根据这三个作用时间能够计算每个桥臂的开关管在一个采样周期中的导通起始点，实现对参考电压矢量的合成[4]。
2 无差拍控制策略及新的预测电流算法
由前面对SVPWM控制的分析可知，由得到参考电 压到经过计算最终得到PWM脉冲，经过了很多步骤的计算。同时，对于APF来说检测电路得到的是指令电流，由指令电流向参考电压转换还需要进行计算，即流压转换。整个SVPWM计算过程将不可避免地产生延时，此时PWM变流器输出的电流也将会有延时，APF谐波补偿的实时性将会受到影响。解决这一问题需要对计算参考电压这一模块进行改进，保证计算得到的参考电压的实时性，通常采用无差拍控制或预测电流的方法实现[5]。由式（3）可得：
[Ldicadt=Ua-eaLdicbdt=Ub-ebLdiccdt=Uc-ec] （6）
将式（6）转换为αβ坐标系并进行离散化处理，可得：
[L[icα（k+1）-icα（k）]Ts=Uα（k+1）-eαL[icβ（k+1）-icβ（k）]Ts=Uβ（k+1）-eβ] （7）
式中：为当前时刻的参考电压。
由式（7）可知在[k]时刻计算[k+1]时刻参考电压的值，需要预测出经过一个采样周期后的指令电流，否则将出现一个周期的延迟[6]。利用无差拍控制能够消除该延迟，无差拍控制的目标是实现当前时刻预测的指令电流与实际指令电流相等，即：
[i*c（k+1）=ic（k+1）] （8）
若想实现式（8），需要根据当前和之前时刻的指令电流值预测下一时刻指令电流值，通常用到的是较为简单的线性预测或二阶牛顿插值法预测，其算法均是通过当前时刻指令电流值[ic（k）]和当前时刻与上一时刻指令电流的增量作为计算参考量进行预测[7]。采用动态矩阵理论的预测电流公式：
[I（k）=I0（k）+AΔI（k）=A0ΔI（k-1）+AΔI（k）] （9）
其中：[A0]为根据之前[n]个采样点上的电流增量矩阵[ΔI（k-1）]计算得到[n]步预估输出[I0（k）]的系数矩阵；[A]为系统阶跃响应系数构成的动态矩阵，其作用是计算[ΔI（k）]对未来输出的作用，公式左侧为预测电流矩阵[8]。这一预测方法可以根据当前时刻累计采样的[ΔI（k），]预测多个时刻以后的电流值，但是这一方法计算量较大，一般取的采样点数要小于当前时刻采样点数[k，]同时为了减小预测误差采用加权修正的方法进行计算，即：
[I=I+H[i（k）-i（k）]] （10）
[H]为误差校正矢量，校正后得到的公式（10）左侧作为下一时刻的预测初值，根据这一理论结合其他预测方法本文提出一种新的预测方法，公式如下：[I（k+1）=A0ΔI（k-1）+AΔI（k）+H[i（k）-i（k）]+L[ΔI（k）-ΔI（k-1）]] （11）
该式相较于式（9）和式（10）加入了电流累积增量变化率矩阵[[ΔI（k）-ΔI（k-1）]。]目的是根据预测电流值与实际电流值的误差加上当前时刻与前一时刻指令电流增量的变化作为修正值，对于APF系统来说，这样改进预测电流计算有助于根据指令电流增量变化准确预测指令电流在一些特殊采样点的数值，如指令电流不断增大转化为不断减小的采样点，同时若采样点指令电流值增量变化不大，即满足[ΔI（k）-ΔI（k-1）≈0]时，此时该增量不起作用，通常在采样频率较大时除了特殊采样点之外该增量对指令电流预测的作用不大，同时其系数矩阵[L]中的数值不宜选择较大值，应小于误差校正矩阵[H]并根据动态矩阵理论中的滚动优化原则迭代运算每个动态矩阵的参数[9]，最终实现对指令电流的预测。
3 仿真分析和实验结果
利用式（11）的预测电流公式计算[ic（k+1），]并代入式（7）中计算参考电压[U（k+1），]作为SVPWM控制的参考电压输入，得到PWM变流器的脉冲信号，计算流程图如图3所示。
利用Matlab/Simulink对本文新的预测电流计算方法进行仿真实验，搭建类似于文献[10]的仿真模型，谐波检测采用单位功率因数法，加入PI控制控制直流侧电压。电源端设置为380 V，50 Hz，非线性负载设置为不控整流负载。仿真时间设定为0.6 s，电流波形截取0.2 s，直流侧电压波形截取0.6 s，通过仿真得到图4～图7四个波形图。
从图4～图7可以看出通过SVPWM控制，变流器输出的指令电流基本达到预期效果，使得补偿后的电网电流接近于正弦波，补偿效果较好。同时观察每个周期电网电流的过零点可以发现补偿后的电网电流实时性也较好，没有出现较大的延迟。
为了分析预测电流计算的动态性能，在仿真时间不变的情况下，使负载发生改变，在0.3 s加入可控整流负载作为负载的突变。电流波形截取0.25～0.45 s观察动态性能，直流侧电压波形选取0.6 s，在这一条件下得到图8～图11的仿真波形。
图8～图11的电流波形可以清晰地看出在负载发生变化时的电流波形和直流侧电压波形。负载变化后负载电流变大，电网电流在负载变化时经过约0.1 s的动态调整又达到稳定接近于正弦波。直流侧电压在负载变化后经过约0.1 s动态调整之后达到稳定，保证了有源电力滤波器较好的补偿效果。
对新方法利用基于DSP2812的硬件实验平台进行实验，负载端用三相不控整流桥作为非线性负载，实验参数设计为：线电压380 V，交流侧电阻为5 Ω，电抗为3 mH，三相不控整流桥带5 Ω负载。在此条件下得到图12的实验波形和图13的电网电流频谱分析。
图12中三个波形依次为负载电流、电网电流和指令电流。从图中可以清晰地看出在系统中接入APF之后电网电流接近于正弦波，验证了本文算法的SVPWM控制起到了较好的谐波补偿效果和指令电流跟踪能力。而图13对电网电流在系统投入APF前后的频谱分析可知，总谐波畸变率从19.23%降至4.26%，用THD这一关键参数验证了本文控制方法的补偿效果。
4 总 结
本文通过研究一种新的预测电流计算方法计算有源电力滤波器的指令电流，通过SVPWM控制产生触发脉冲触发PWM变流器的开关器件。对这一算法通过软件仿真和硬件实验验证其有较好的谐波补偿效果，基本解决了SVPWM控制存在的延时问题，同时具有较好的动态性能。
参考文献
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电源滤波器范文6
文献标识码：A 文章编号：16749944（2016）08016903
1 引言
近年来各种电力电子装置、冲击性负载的不断涌现，严重影响了电网电能质量及其安全运行。向电网注入抵消负载谐波、无功电流的有源电力滤波器[1]（active power filter， APF）得到了广泛应用，同时为了使其更好地的适应各类负载，提高电网电能质量，对其性能提出了更高的要求，各种研究工作正深入开展。APF的核心问题是补偿精度，影响补偿精度有两个因素：一是谐波电流实时检测精度，二是逆变器动态跟踪控制精度。许多论文提出了各种控制算法[2～4]。针对谐波电流获取、传输过程中会受到各种噪声干扰或滞后的问题，提出利用kalman滤波器对电网电流进行跟踪，分离出需要补偿的指令电流，可根据产生的滞后给予预测优化，这种方法不但消除了信号在检测、传输过程中参入的噪声，还能弥补信号处理、传输过程中的滞后。电流跟踪控制采用简洁的误差拍跟踪控制方法，通过两方面分别提高APF的检测与控制精度。
2 有源电力滤波器电路结构及工作原理
APF采集非线性负载侧电流，通过数字化运算单元检测出需要补偿的谐波、无功电流即指令电流，与逆变器输出的补偿电流构成闭环反馈产生驱动功率开关管的脉冲信号，使逆变器输出电流跟踪指令电流，注入电网补偿负载的谐波和无功电流，净化了电网使谐波畸变率降低，功率因数提高。
3 Kalman滤波器补偿指令电流提取与预测优化方法
卡尔曼滤波是一种递推最优状态估计方法，应用于受随机干扰的动态系统。实际工程应用中，由于实时测得的离散观测数据往往受到噪声干扰，产生随机误差，影响系统性能。卡尔曼滤波能实现动态系统实时状态估计与对未来的预测。这种方法需要当前的测量值和前一个采样周期的估计值进行状态估计，而无需大量的存储空间，计算工作量小，只在直观的时间域内运行，因此该方法广泛的应用于各个领域[5]。
5 仿真实验验证
采用MATLAB/Simulink仿真软件对kalman跟踪电网谐波电流并进行预测的电流检测方法进行了仿真分析。电网相电压有效值220 V，电网频率50 Hz，PWM调制频率20 k，直流侧电压600 V，滤波电感1.6 mH。
