高低频电路设计与制作范文1
关键词:电磁阀; PWM; 单片机; DDS
中图分类号:TN86-34; TP216+.1文献标识码:A
文章编号:1004-373X(2010)19-0201-03
Design of Power Supply for Testing the Quality of Automotive Solenoid Valve
YE Jin-jun, ZHOU Feng-xing
(Wuhan University of Science and Technology, Wuhan 430081, China)
Abstract: A PWM power supply used to simulate the work status of automotive solenoid valve was designed. The system uses MCU as a core controller, adopts the DDS chip AD9851 and PWM controller chip SG3525 as signal generator equipments, uses keyboard and LCD display as human-machine interface. The output PWM signal can be displayed real-timely, and it is modulated in the frequency range form 0~25 000 Hz, the duty cycle range from 0~100%, the supply voltage range from 0~36 V.
Keywords: solenoid valve; PWM; MCU; DDS
收稿日期:2010-04-15
电磁阀在现代汽车中应用十分广泛,电磁阀的性能与汽车的性能紧密相关。施加到电磁阀的电源在实际工作时的状态是异常复杂的,主要表现在电磁阀电源的电压幅度、频率、占空比的复杂性和随机性。为了保证电磁阀出厂的质量,本文设计并制作了一种便于模拟汽车电磁阀实际工作状态的电源。根据电磁阀在汽车中的工作要求,对电磁阀在各种工作状态下的质量要求进行模拟测试。同时解决测试出口电磁阀产品性能指标的难题,为我国电磁阀的出口产品提供必要的技术性能测试设备。
1 系统结构与工作原理
如图1所示,整个系统包括单片机、I/O扩展电路、D/A转换电路、PWM产生电路、频率选择电路、光电隔离和驱动电路及键盘和显示电路。系统以单片机为控制中心,采用DDS芯片AD9851和PWM控制芯片SG3525为波形发生设备,采用8255A扩展单片机接口作为三路D/A转换电路数据输入口,三路模拟电压分别用于控制频率、占空比和幅度。通过单片机处理数据控制波形发生设备输出信号的频率和占空比,再通过后级的频率选择电路和光耦隔离与驱动电路,实现输出频率、占空比和幅度可调的PWM信号。此外,人机接口采用键盘和LCD显示,通过RS 232串口进行通信后,由PC机实现[1]。
图1 系统硬件框图
2 信号产生与控制电路设计
系统要求产生频率在0~25 000 Hz之间占空比可调的PWM信号,采用PWM控制芯片SG3525可以很方便地产生频率和占空比独立可调的PWM信号,但由于SG3525在150 Hz以下频率极不稳定,因此需要将信号分为两个频率段进行设计,其中低频段为0~200 Hz,采用AD9851作为信号发生器,高频段为200~25 000 Hz,采用SG3525作为信号发生器。
2.1 低频段PWM信号产生电路
AD9851是高集成度的直接数字频率合成器,该器件频带宽、频率与相位均可控[2]。其主要组成为:相位累加器、相位相加器、波形存储器、数字相乘器和D/A转换器。基本工作为:在采样时钟信号的控制下,通过由频率码控制的相位累加器输出相位码,将存储于只读存储器中的波形量化采样数据值按一定的规律读出,经D/A转换和低通滤波后输出正弦信号[3]。
低频段信号产生电路如图3所示,设计电路中,AD9851外接30 MHz有源晶振作为参考频率源。单片机与AD9851采用高速并行接口工作方式[4],以AT89C55的引脚P1.0~P1.7作为AD9851的并行数据输入端口,P2.0,P2.1,P2.2作为I/O口输出数据对AD985l的RESET,FQ_UD,W_CLK进行控制。AD9851输出频率可变的方波送到单片机外部中断INT0,P2.3为低频PWM信号输出端口。单片机具体输入方式为:有效复位信号RESET使输入数据地址指针指向第1个输入寄存器,W_CLK上升沿写入第1组8位数据,指针指向下一个输入寄存器。连续5个W_CLK上升沿完成全部40位控制数据的输人。此后WCLK信号上升沿无效。FQ_UD上升沿到来时这40位控制数据由输入寄存器写入频率,相位控制寄存器,更新输出频率和相位,同时把地址指针复位到┑1个输入寄存器,等待下一组新数据的写入[5]。
图2 低频信号产生电路图
AD9851首先通过IOUT引脚输出频谱纯净的正弦信号,输出经外部无源低通滤波后,由引脚VINP进入AD9851内部高速比较器,最后由引脚VOUTN输出得到稳定性很好的方波[6]。将方波引入单片机外部中断引脚,中断设置为下降沿触发,将单片机端口P2.3设置为低频PWM信号输出端。如图3所示,P2.3口输出频率与INT0一致,占空比可调的矩形波。
图3 低频PWM输出波形示意图
具体控制占空比过程如下:单片机进入外部中断之后,将P2.3置高电平,延时一段时间t,再将P2.3置低电平。这样P2.3口就输出占空比q%=t/T的矩形波,通过改变延时t就能改变占空比,延时函数如下[7]:
void delay (unsigned int c)
{
while(--c);
}
单片机晶振为12 MHz时,此函数延时8c μs,假设AD9851输出频率为f的方波送给INT0,例如需要产生占空比为q%的矩形波,则满足如下关系:
q100=tT=tf,那么t=q100f s,因此8c=1 000 000q100f,可得c=1 250q/f。
因此延时时间t=delay(1 250q/f)时,即可由P2.3口输出频率为f,占空比为q%的矩形波。需要注意的是,如果频率很高,T很小,因为延时函数t延时8 μs整数倍,所以占空比控制精度将会无法保证,频率越高,精度越低。由于本设计低频率段在0~200 Hz范围内,AD9851送给外部中断引脚的方波周期比较大,因此采用上述方法可以比较精确地控制q在0~100内变化,输出比较理想的频率占空比独立可调的低频PWM信号。
2.2 高频段PWM信号产生电路
SG3525是一种性能优良、功能齐全、通用性强的单片集成脉宽调制控制器,由于它简单可靠及使用方便灵活,大大简化了控制电路的设计及调试[8]。因此选择SG3525作为本设计的高频PWM信号发生器,产生200~25 000 Hz的PWM信号。
高频段PWM信号产生电路如图4所示。单片机通过两路D/A转换之后产生两个模拟电压信号,分别用于控制SG3525的占空比和频率。通过控制调频┤级管Q1的基极电压Ub来调节SG3525的2脚Non上的电流大小,达到控制SG3525输出PWM频率的目的。通过改变控制三级管Q2的基极电压Ub来调节SG3525的6脚RT上的电流大小,达到控制SG3525输出PWM占空比的目的。本设计中把SG3525的11脚、14脚与12脚接地,让PWM脉冲由13脚VC输出,这样既保证了13脚的输出与锁存器的输出一致,而且又输出频率占空比独立可调PWM信号。此外,由于输出频率和占空比分别与控制它们的两路模拟电压信号为线性关系,所以软件实现也很方便。
3 频率选择电路
需要将低频段与高频段PWM信号结合才能得到完整频率段PWM信号,因此需要进行频率选择,本系统的频率选择电路如图5所示。首先将两路PWM信号分别转换为标准TTL电平,低频段PWM信号通过74LS00和上拉电阻即可实现TTL电平,在高频段由于SG3525输出幅值为12 V,因此需要5 V稳压管降低幅值,再由74LS00和上拉电阻输出TTL电平。通过单片机控制单片集成模拟开关MAX318来实现频率的选择,这里选用常开脚NO作为开关的输入,公用端COM作为输出信号。通过IN脚的真值来切换开关状态,分别通过单片机I/O端口P2.3和P2.4控制,当IN逻辑真值为0时,断开NO端,当逻辑真值为1时,导通NO端。同一时刻只能有一个芯片的IN脚为高电平,┝硪桓霆必须为低电平,否则会使两路信号发生串扰。
图4 高频PWM信号产生电路
图5 整形与频率选择电路
4 光耦隔离与驱动电路
PWM控制电路与驱动电路之间需要进行电气隔离,以消除主电路对信号发生电路的干扰。PWM信号发生电路产生的PWM信号电流太小,不能直接驱动功率放大管,而且无法调整输出PWM电源输出的幅度,由此设计了光耦隔离与驱动电路。电路如图6所示,PWM作为整个电路的控制信号,经过光耦隔离放大后再由两级开关三极管来控制主电路的通断,在电磁阀上产生频率和占空比可变的PWM脉冲信号,同时单片机通过D/A转换产生一路可变的模拟电压信号,该信号经过电压负反馈电路以稳定输出电压幅度,再通过连续几级射级跟随器以增大输入电流以驱动功率管[9],通过改变输入电压就可以改变施加在电磁阀上的PWM电压幅度,实现幅度在0~36 V之间任意设置。
5 结 语
设计的用于模拟汽车电磁阀工作状态的PWM电源,通过矩阵键盘和LCD实现人机对话,通过单片机处理数据来控制PWM波的频率、占空比和幅度,所有对电源要求的数据都可以通过键盘传送给单片机,并且通过LCD实时显示。单片机产生的控制信号来模拟电磁阀的实际工作状态,可以对汽车电磁阀在各种工作状态下的质量要求进行检测,保障电磁阀出厂前的质量。该电源运行稳定、精度高,目前已成功应用到汽车电磁阀的生产企业,为企业创造了显著的经济效益,为我国电磁阀的出口做出了贡献。
图6 光耦隔离与驱动电路
本研究成果“一种用于汽车电磁阀质量测试的电源”已申报国家发明专利,专利申请号:200910062152.3。
参考文献
[1]范逸之,陈立元.Visual Basic与RS 232串行通信控制[M].北京:清华大学出版社,2002.
[2]王玉珍,李袁柳.直接数字式合成技术的应用[J].计算机应用,2003,8(5):23-25.
[3]柳利军,周敏锋.一种简单的短波DDS的设计[J].现代电子技术,2002,25(6):14-16.
[4]姜田华.实现直接数字频率合成器的三种技术方案[J].电子技术应用,2004,12(3):19-22.
[5]郑毅.高精度数字频率综合器(DDS)的研究与应用[D].武汉:武汉理工大学,2001.
[6]黄蕾.基于单片机的直接数字频率合成(DDS)技术的应用研究[D].长沙:湖南大学,2005.
[7]马忠梅.单片机的C语言应用程序设计[M].北京:北京航空航天大学出版社,2004.
[8]张琳.基于SG3525控制的脉冲式微波电源的研究[J].仪表技术,2006,21(5):31-33.
高低频电路设计与制作范文2
关键词： ATmega8； TL494； 逆变器； 正弦波
中图分类号： TN710?34； TP271 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2013）08?0149?04
0 引 言
在风电行业中，经常需要在野外对风机进行维修，这时必须为各类维修工具和仪器进行供电。因此，设计一种便携式、低功耗、智能化的正弦逆变电源来为这些设备供电是十分必要的，可大大提高维修风机的效率。本文正是基于这种情况下而设计的一种基于单片机的智能化正弦逆变电源。
1 正弦逆变电源的设计方案
本文所设计的逆变器是一种能够将 DC 12 V直流电转换成 220 V 正弦交流电压，并可以提供给一般电器使用的便携式电源转换器。目前，低压小功率逆变电源已经被广泛应用于工业和民用领域。特别是在交通运输、野外测控作业、机电工程修理等无法直接使用市电之处，低压小功率逆变电源便成为必备的工具之一，它只需要具有一块功率足够的电池与它连接，便能产生一般电器所需要的交流电压。由于低压小功率逆变电源所处的工作环境，都是在荒郊野外或环境恶劣、干扰多的地方，所以对它的设计要求就相对很高，因此它必须具备体积小、重量轻、成本低、可靠性高、抗干扰强、电气性能好等特点。
针对这些特点和要求，研究一种简单实用的正弦波逆变电源，以低价实惠而又简单的元器件组成电路来满足实际要求，定会受到市场的普遍欢迎。当前，设计低功率逆变电源有多种方案，早期的设计方案是直接将直流电压用关管进行控制，在50 Hz方波的作用下，产生220 V的方波逆变电压。
但随着用电设备对逆变电源性能的要求不断的提高，方波逆变电源在多数场合已被淘汰，而正弦波逆变器的应用已成为必然趋势。现在，市场上低功率正弦波逆变电源的主要设计方案有3种。
1.1 一次逆变的正弦波逆变电源
该方案也是将要逆变的直流电压直接加到关管上，然后采用数十倍于50 Hz的正弦化脉冲宽度调制脉冲串对开关管直接进行驱动，之后对输出的电压实行“平滑”处理，进而获得类似于正弦波的连续变化的波形，这种方法的优点是电路一次逆变，高效而简单、但变压器过于笨重，没办法满足体积小，重量轻的要求。
1.2 多重逆变的正弦波逆变电源
该方案是将驱动开关管的50 Hz信号，分成若干相位不同而频率相同的驱动信号，分别驱动各自的开关管，使得各自的输出电压也错开一定的相位，然后再进行叠加处理，输出多阶梯的阶梯波再进行滤波就能输出所需的正弦波电压。此种方案电路较为复杂，一旦有一组开关管失效，输出的波形就有很大的失真。
1.3 二次逆变的正弦波逆变电源
随着高频开关管技术的日趋成熟，逆变电源的电路设计趋向于先变压，后变频，即先将直流电压转为高频交流电，再将高频交流电转换为50 Hz的正弦交流电源，其原理框图如图1所示。
由于开关管的价格低廉，因此组成图1的单元电路性价比高，当前市场上以此种设计方案来生产低功率逆变电源的居多[1]。
2 基于单片机控制的正弦波逆变电源
在以上列举的三种逆变电源设计方案当中，以二次逆变的正弦波逆变电源为佳。按照这种思路，早期的具体电路解决方案多采用PWM控制芯片如TL494，SG3524，SG3525A等，以固定的频率去控制DC?DC和DC?AC部分的开关管，并采用修正电路对输出的波形进行修正，以期达到正弦波的要求。但这种纯PWM芯片控制的电路，对于元件的老化、发热、受到干扰等情况无法自动加以修正，或者修正能力差，往往使得在实际的应用当中经常出现电路故障。随着单片机技术的发展，设计人员不断想将单片机引入到正弦逆变电源的控制当中，但对于高频部分的控制，低成本的单片机完成不了这个功能，高成本的单片机又会降低性价比，故本文提出了另外一种设计方案，就是采用低廉的ATmega8单片机，配合TL494，IR2110和开关管，构成一个体积小，成本低，控制能力强的正弦波逆变电源，其方框图如图2所示。
由图2可见，整个系统主要由ATmega8单片机进行控制，TL494和IR2110是否工作，全由单片机根据反馈信号作出调整。高频开关管及驱动输出部分采用单相全桥逆变电路构成。具体工作原理是采用ATmega8单片机作为系统控制的核心，利用TL494能产生高频PWM信号的功能，通过单片机对其脉冲宽度进行控制并输出，以控制高频开关管组成的全相逆变电路，将低直流电压逆变成为高压方波，并通过整流滤波之后，送到驱动输出全桥逆变电路，由单片机控制IR2110输出工频驱动信号，控制输出驱动电路输出50 Hz，220 V的正弦交流电压[2]。
3 主要电路的具体设计
整个逆变系统的核心主要由单片机控制电路与检测电路、DC/DC变换电路、DC/AC输出电路组成。
3.1 DC/DC变换电路
如图3所示，由TL494组成了高频脉冲输出电路，该电路采用了性能优良的脉宽调制控制器TL494集成块。该集成块内含+5 V基准电源、误差放大器，频率可变锯齿波振荡器、PWM比较器、触发器、输出控制电路、输出晶体管及死区时间控制电路等。该集成块的第5、6脚分别外接了C1和R6组成了RC振荡电路，可促使TL494输出频率为100 kΩ左右的高频脉冲方波信号，并由单片机的PD7引脚对图中的DCDC端进行控制。通过控制第4脚的死区时间控制端，可调节输出信号的占空比在0～49%之间变化，从而控制输出端Q1PWM、Q2PWM的输出，而P端、VCC端和VFB端则分别接收来自负载，高频逆变输出电压、输入电压的反馈信号，与TL494内部的电路组成过压、过载保护电路，形成逆变器的第一级安全保护网[3?4]。
如图4所示为高频电压逆变电路，由4只IRF3205管构成全桥逆变电路，IRF3205采用先进的工艺技术制造，具有极低的导通阻抗，加上具有快速的转换速率和以坚固耐用著称的HEXFET设计，使得IRF3205成为极其高效可靠的逆变管。从输入端Q1PWM，Q2PWM输入的高频脉冲串控制这4个管两两导通，对VIN输入的直流低压进行斩波，然后经升压变压器后，逆变成高频交流方波，此时流通的电流为磁化电流，所以选取Philips公司生产的BYV26C超快软恢复二极管组成了全桥整流电路，该管子重复峰值电压为600 V，正向导通电流为1 A，其反向恢复时间30 ns，可以满足电路的参数需求，整流后的电压经滤波电路后输出直流电压260 V，送往DC/AC逆变电路，另外260 VDC经降压处理后作为作为反馈信号输入图3中的VFB端，作为高频逆变电压的反馈信号。
3.2 DC/AC输出电路的设计
DC/AC变换输出电路采用全桥逆变单相输出，其驱动输入波形则由单片机输出信号驱动半桥驱动器IR2110输出工频驱动信号，通过单片机编程可调节该输出驱动波形的D
IR2110是IR公司生产的大功率MOSFET和IGBT专用驱动集成电路，可以实现对MOSFET和IGBT的最优驱动，同时还具有快速完整的保护功能，因此它可以提高控制系统的可靠性，减少电路的复杂程度。如图6所示，HIN和LIN为逆变桥中同一桥臂上下两个功率MOS的驱动脉冲信号输入端。SD为保护信号输入端，当该脚接高电平时，IR2110的输出信号全被封锁，其对应的输出端恒为低电平；而当该脚接低电平时，IR2110的输出信号跟随HIN和LIN而变化，因此，在本系统中，两片IR2110芯片的SD端共同接到单片机的PB0引脚，用于实时控制IR2110是否处于保护状态。IR2110的VB和VS之间的自举电容较难选择，因此直接提供了15 V恒压，使其能正常工作。
逆变正弦电压输出电路有两种调制方式，一种为单极性调制方式，其特点是在一个开关周期内两只功率管以较高的开关频率互补开关，保证可以得到理想的正弦输出电压，另两只功率管以较低的输出电压基波频率工作，从而在很大程度上减小了开关损耗，但又不是固定其中一个桥臂始终为低频（输出基频），另一个桥臂始终为高频（载波频率），而是每半个输出电压周期切换工作，即同一个桥臂在前半个周期工作在低频，而在后半周则工作在高频，这样可以使两个桥臂的功率管工作状态均衡，对于选用同样的功率管时，使其使用寿命均衡，对增加可靠性有利。另一种为双极性调制方式，其特点是4个功率管都工作在较高频率（载波频率），虽然能得到正弦输出电压波形，但其代价是产生了较大的开关损耗[1，5]。如图6所示，本文的逆变输出电路采用了单极性调制方式，这样可以提高波形的平滑度，增加电路的可靠性。图6中的PWM1～PWM2分别接收来自图5的输出驱动信号，驱动由4个具有500 V耐压值的IRF840开关管组成的桥式逆变电路，将260 VDC逆变成220 V，50 Hz的交流电，经LC滤波后供给负载。图6中的IFB端和ACV端，分别和为电流和电压的采样，送到单片机的PC4和PC5引脚进行A/D转换，再由单片机将转换果用于功率计算和电路保护之用[1，6]。
3.3 单片机电路及编程
本文采用的是Atmel公司生产的ATmega8单片机来进行控制的，它的工作电压范围宽，抗干扰能力强，具有预取指令功能。这使得其理速度快，引脚输出电流大，驱动能力强，输出的脉冲信号无需放大可直接驱动步进电机驱动模块，端口全内置上拉电阻，均可作为输入或输出，具体情况通过编程灵活配置，基于以上优点，选择ATmega8L单片机作为控制器，不仅可提高系统整体性能，也可简化电路。
本文主要将它应用于整个系统的信号驱动， 温度检测，风扇控制，安全保护，数据显示等。ATmega8单片机分别采集来自系统电路的温度、电流、电压，并根据这三个参数的情况分别控制启动风扇散热，控制是否输出报警信号，控制SD端和DCDC端是否使系统处于保护状态，QA1～QA4则是输出50 Hz的驱动信号，具体的编程控制如图7所示。当系统启动后，单片机先检查系统的温度环境是否正常，不正常则启动报警，并提示出错代码，如果正常则启动高频逆变电路工作，并检测260 VDC是否正常，不正常则报警，正常则启动正弦逆变电路工作，并一直检测输出的电压电流是否正常，正常则输出，不正常则报警。
4 结 语
综上所述，基于ATmega8单片机控制的正弦波逆变电源的整体设计方案，可高效、便捷的为野外作业提供所需的交流电源，该电路目前已实验成功并投入到实际的使用当中。实践证明，本文设计出来的逆变电源具有体积小，重量轻，稳定可靠的性能。
参考文献
[1] 陈永真，韩梅，陈之勃.全国大学生电子设计竞赛硬件电路设计精解[M].北京：电子工业出版社，2009.
[2] 何希才，张明莉.新型稳压电源及应用实例[M].北京：电子工业出版社，2004.
[3] 王擎宇.基于TL494的逆变电源的设计与制作[J].辽宁师专学报，2009，11（2）：81?82.
[4] 田松亚，顾公兵.基于TL494的PWM等速送丝电路的设计[J].河海大学学报：自然科学版，2004，32（3）：324?327.
[5] 刘萌，邓琛，李萍，等.基于PIC16C73B单片机的逆变电源的设计[J].电源技术应用，2011（3）：42?45.
高低频电路设计与制作范文3
关键词：液晶电视；数字模块；设计
随着电视技术的不断发展，LCD液晶电视销量正在逐年以70%的速度上升。然而，这些不断发展的技术都离不开数字模块的设计开发。
该产品设计有两路AV输入、S_VIDEO输入及两路HDTV高清输入、两路HDMI输入、PC输入等。HDTV可达到1080P60Hz的高分辨率，HDMI支持1.2协议。
1产品特点及设计目标
1.1产品的特点：
①该产品设计采用TRIDENT公司的SVP-AX32单芯片处理。
②信号端子功能强大。
1.2主要设计目标
①视频信噪比≥40dB。
②视频信号幅度：2.0±0.2Vp-p。
③音频信噪比≥40dB。
④音频失真率≤2%。
2电路组成及原理简介
①音视频处理电路。音视频处理电路由SinglechipSVP-AX32完成。音频处理电路是将外部输入的AV信号的Audio信号、HDMI信号等在SVP-AX32内部经过音频矩阵电路、音频解调电路、音频处理电路、唇同步电路等处理转换为数字及模拟音频进行输出。
视频处理电路是将外部输入的RF信号、AV信号、色差信号、复合视频信号、HDMI信号等在SVP-AX32内部经过模拟矩阵电路、ADC转换电路、3D视频解码、边缘自适应逐行交织电路、增强的亮度/色度处理电路、GAMMA校正电路、LVDS传输电路等处理输出LVDS信号及模拟视频。
②控制电路的设计。主CPU、SUBMCU、程序存储器（FLASH）、数据存储器（SDRAM）、总线驱动器等组成的控制电路是产品的控制中心，控制和协调各部分电路的正常工作，实现产品的各种功能。
③音频D/A转换器。SVP-AX32输出的数字音频经外部D/A转换，输出模拟立体声音频信号。
④数据接口。I2C、RS232、JTAG等数据传输接口主要完成产品与外界的低速数据通信。
⑤电源管理电路。本产品正常工作电压是9V、5V、3.3V、2.5V、1.2V。为降低待机功耗设计有可带控制的LDO，当LDO控制端为低电平时输出电压为低，产品处于待机状态。反之产品则正常工作。
3测试结果讨论
3.1主要测试仪器及设备
主要测试仪器有LT1610A高清信号源、FLUKE54200、5418、HS7100多制式彩色电视集中信号源、VM700T视频分析仪、AV1485A射频合成信号发生器等。
3.2测试结果
①视频信噪比：最小41dB；②视频信号幅度：2.0～2.1Vp-p；③音频信噪比：最小43dB；④音频失真率：最大0.4%。
3.3设计过程中解决的主要问题①印制电路板的设计和制作。该产品的PCB设计对于防止EMC干扰等起到很大作用总结有以下几点：
Memory设计。该产品采用的Memory是DDR-SDRAM，时钟频率高达250MHz，为防止EMC干扰。设计时采用数据线、地址线和差分对时钟线最短化设计。为使电路稳定工作参考电压Vref线宽设计在0.2mm以上，并且其退藕电容和分压电阻尽可能接近IC引脚。
HDMI回路设计。为保证差分对阻抗在100欧姆±10%，在设计时线径/线距采用5mil/5mil设计。并且线长度尽可能短。
CPU回路设计。为减小EMI在SPIFlash的数据/时钟线和AX32间增加33欧姆的电阻。并且放置了0.1uF和10uF的退藕电容。
②可靠性设计。经过仔细分析电路的各个回路，对所有电解电容和三极管的实际耐压值进行了测量，通过与产品设计电压进行对比，以保证产品的可靠性。
4结语
通过对该产品的主要技术指标测试，各项指标都有一定的余量，能够很好的满足用户的要求。
高低频电路设计与制作范文4
关键词:数字频率计74系列集成器件Proteus
中图分类号:TP39 文献标识码:A 文章编号:1007-9416(2010)08-0006-03
1 系统结构框图及工作原理
数字频率计的结构框图如图1所示。工作原理:接通电源后,首先检测一下时钟源是否起振,然后将分频电路得到四种基频信号,待测信号通过放大整形后与时基电路一起送给闸门电路,从闸门电路出来的信号送入低位计数器开始计频,然后由最高位进位信号控制四种基频的选择,再由数据分配器去控制每一个小数点,从而简便的完成了换挡功能。在这里,我们用时基信号的下降沿经反相器去控制锁存信号,将数据读出,再由时基信号的低电平去控制计数器清零,进而保证了锁存是在清零之前,有效地完成两部工作。最后,由译码器将锁存的信号译码后,再由数码管显示出来。
2 系统功能仿真调试
应用Protues进行仿真,验证所设计的电路能否将待测信号进行放大整形,能否实现频率测量,能否自动换挡、自动清零,测量高频时有无较大的误差,信号能否起振等。
2.1 放大整形电路
2.1.1 调试目的
测试放大整形电路是否具有放大整形的能,整形出来的波形是否为较为标准的方波信号。
2.1.2 调试电路
调试电路如图2所示。
2.1.3 调试结果
假设输入正弦波的幅值为2v,其显示结果为如图3所示。
2.2 计频电路
2.2.1 调试目的
调试该频率计能否实现自动换挡、自动清零以及能否测量出0-9.999MHZ的信号频率。
2.2.2 调试电路
频率测试电路如图4所示。
2.2.3 调试结果
1、待测信号的频率设为888HZ,其四位数码管的显示结果如图5所示。
2、待测信号频率设为12.58KHZ,其四位数码管的显示结果如图6所示。
3、待测信号频率设为100KHZ,其四位数码管的显示结果如图7所示。
4、待测信号频率设为1050KHZ,其四位数码管的显示结果如图8所示。
3 调试结果分析
3.1 调试电路已实现的功能
通过先分步调试后整体调试的方法,本设计已实现了测量范围从0-9.999MHZ的精确频率测量,并且能够自动换挡、自动清零。该数字频率计可主要用于测量正弦波、矩形波、三角波、尖脉冲等周期信号的频率值。
3.2 调试中遇到的问题和此电路的不足
在调试的过程中遇到的问题主要在于对逻辑控制电路和闸门电路的调试。刚开始电平出现了黄色和测量高频率时测不出数值的问题,即使测量出来了,也会等很久,而且计出来的值总是比所设的值大一,于是我就将两个锁存端直接连接,缩短了它的反应时间,再用与非门做闸门电路,很好的解决了以上问题,并且计数很精确,所花的时间也很少。该电路的不足之处就是在于如果频率要求更高,那么对元器件的要求就更高,用这一电路就很难实现,就只有用微控制器MCU来完成此类频率计的设计了。
[参考文献]
[1] 赵淑范等.电子技术实验与课程设计[M].北京:清华大学出版社,2009.
[2] 贾更新.电子技术基础实验设计与仿真[M].郑州:郑州大学出版社,2009.
高低频电路设计与制作范文5
摘 要：本文以某热电厂2×600MW机组引风机变频器改造为例，探讨了风机变频节能改造问题。变频切换工频运行动态试验结果表明，变频技术在节能降耗中优势显著，具有良好的直接与间接经济效益，值得在实践中进一步推广应用。
关键词：热电厂；风机；变频技术；节能改造
一、引风机变频调速方式特点
从实质上来说，对引风机进行变频调速，就是利用电力电子技术，来调整频率，使其能依据实际需求调整驱动发电机速度，从而实现风扇转速调整。变频调速技术已经被广泛的应用到异步电机中，且具有高电压、大容量变频技术发展趋势，优势非常明显。第一，速度快且稳定性高。逆变器自身具有比较高的转换效率，结合三相异步电动机的滑差与变急速运行，变速平滑度高。第二，电流控制。变频调速方法能够零速零电压启动，频率与电压间可以确立稳定的关系，这样变频器就可以按照 V/F 以及矢量控制方式来带动负载作业。对引风机进行变频调速技术改造，可以降低启动电流，并提高绕组承受能力，提高设备运行稳定性，降低后期维护难度。第三，自动控制。利用变频技术可以提高点对点硬线连接效果，实现了对燃烧过程的自动控制。通过高速通信连接变频器系统，可提高设备运行可靠性，降低设备维护难度。第四，可靠保护。变频改造后，设置的变频器本身具有欠电压、过电压、过温、断相、接地与短路保护，且还具有电动机过温保护，这样可以最大程度上来降低运行故障的影响，并能有效缩短故障处理所需时间。
二、引风机变频节能设计改造技术要点
（一）变频器
在改造过程中，为降低变频器出线侧输出电压高次谐波，一般选择在变频器输出端并联的电力电容器，但可能会导致输出端被电流冲击，而影响运行可靠性。针对此问题，可以选择串联电抗器，即在变频器输出端串联一个电感，同样可以达到降低谐波的效果。尽量不要在变频器输出端设置电磁开关来控制电机启停，一般除了设置一台具有多台电机拖动系统的变频器外，应由变频器来控制电机运行，或者根据需要利用键盘面板进行操作。
（二）负荷匹配
在不同负荷条件下，为确保风机获得最佳节能效果，在进行变频调速设计时，需要合理选择设备型号，保证其容量与实际负荷相匹配。包括风机与所配电机的匹配，一般应将裕量控制在10%以内。
（三）抗电磁干扰
电磁干扰会影响电机运行效率，为达到良好的频调速设计效果，还要重视抗电磁干扰处理，例如选择硬件与软件相结合的抗干扰方法，以及根据实际生产需求选择屏蔽、隔离、滤波、接地等技术。
三、节能改造方案设计与实施
（一）系统概况
某热电厂2台600MW亚临界燃煤空冷汽轮发电机组，锅炉采用北京巴布科克・威尔科克斯有限公司技术设计制造的B&WB-2080/17.5-M型锅炉，为亚临界参数，一次中间再热、自然循环、平衡通风、锅炉房紧身封闭、固态排渣、全钢构架、全悬吊结构Π型汽包锅炉；汽轮机采用哈尔滨汽轮机厂制造的ZKL600-16.7/538/538型亚临界、一次中间再热、单轴、三缸四排汽、凝汽式直接空冷汽轮机；发电机采用哈尔滨电机有限责任公司生产的QFSN-600-2YHG型氢冷发电机。引风机为上海电机厂生产的静叶可调轴流风机，型号为YKK1000-8，额定电流332A，额定电压10k V，电机功率5 000kW。
（二）变频器控制方案
1、电气一次系统设计方案
本工程设计依系统要求，采用“一拖一自动旁路”电气回路设计，单套变频器带一台引风机工作，每台机组配置两套变频器。
图中QF1、QF2和QF3是三台断路器，可实现远方或就地合分操作。QF3和QF2具有电气闭锁，保证不能同时合闸。当变频器故障时，回路可以自动切换至QF3旁路，使电机可以在工频电源下正常工作，自动或手动断开QF1和QF2，隔离变频器，保证检修人员安全情况下进行检修。此种设计可以满足两种风机运行方式，即变频运行方式和工频运行方式。变频运行方式：主开关合闸，QF1、QF2闭合，QF3断开，并且变频器合闸；工频运行方式：主开关合闸，QF1、QF2断开，QF3闭合；
2、DCS 逻辑控制策略
（1）模拟量控制。引风机调节被控对象为锅炉炉膛压力，改造前通过PID 调节器计算指令驱动引风机静叶执行器，并且设计有指令偏置自适应回路，设定两侧风机指令偏置防止风机失速。改造后保留原静叶模拟控制回路，作为工频工况炉膛压力控制方案。增加变频器模拟量控制回路，当引风机变频运行时，根据炉膛压力与设定偏差，通过新的PID 调节器计算指令驱动变频器动作，改变风机出力，作为变频工况炉膛压力控制方案。工频和变频两种自动控制方式由运行人员选择，但是互相闭锁，不能同时投入两种自动状态，保持控制方式的独立性，防止相互耦合。变频运行时，限制风机静叶开度上限为75%，规程规定静叶固定保持在此开度，允许变频器投自动。
（2）“变切工”逻辑。当变频器故障或跳闸不能维持正常运行时，必须由程序立即自动切换至旁路工频运行，联锁断开 QF1 和QF2，然后自动合闸 QF3，同时自动将该侧的引风机入口调节挡板执行器指令降至负荷对应开度，对应关系见表1。在切换过程的时间内不会发生引风机停运信号，完成变切工动作；若在规定时间内没有完成，则判定为变切工失败，断开高压主开关，如果负荷在50%以上还要发生引风机RB。
引风机高压主开关合闸信号和变频器运行记忆信号（QF1合闸、QF2合闸、与变频器运行三个信号），作为自动变切工允许条件。另外，QF3 合闸、变切工失败、变频器远程停止、高压主开关分闸、工频运行信号，任一条件满足作为变频器运行记忆的复位条件。可以产生自动变切工的条件包括：①变频器重故障；②QF1分闸；③QF2分闸；④变频器未运行。
（三）变频切换工频运行动态试验结果
经过变频切换工频运行动态试验验证，“变切工”逻辑正确，变频器运行稳定，在变频器故障等极端工况下，引风机能自动维持机组安全运行。而且，风机耗电量降低明显。
四、节能效果分析
（一）直接经济效益
自设备调试完毕后，系统一直稳定投运，经统计，平均节约厂用电率0.25%左右，节能效果明显。如果按照年发电任务量50亿k W・h，上网电价0.37元计算，5 000 000 000k W・h×0.25%×0.37 元=462.5 万元，即每年可以节约用电成本462.5万元，一年即可收回设备投资。
（二）间接经济效益
通过采用变频转速调节取代挡板机构调节，减小了节流损失和执行机构的磨损，延长了执行挡板的使用寿命。由于变频器具有优良的特性，降低了风机启动负荷冲击，减轻了风机的振动，有效提高了风机和电机的使用寿命。变频器调节特性优于静叶挡板调节装置，能更好地控制锅炉炉膛压力，有利于炉膛燃烧安全稳定。
参考文献：
高低频电路设计与制作范文6
关键词： 信号发生器； 分频技术； 脉冲信号； FPGA； DDS
中图分类号： TN911?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2016）13?0072?05
Abstract： To obtain different modulating and driving signals suiting for optical fiber sensing and optical fiber communication system， a design scheme of the multipurpose signal generator based on FPGA is proposed. In the scheme， the FPGA device is taken as the hardware platform， and the frequency division technology and DDS technology are used to generate the arbitrary low and medium frequency signal， and output a pulse signal， a DDS signal and DC signal at the same time. Both pulse width and repetition frequency of the pulse signal can be regulated by control keys. The minimum pulse width of pulse signal can reach up to 8 ns， the minimun pulse width deviation is less than 0.5 ns， and the repetition frequency is adjusted from 0.05 Hz to 100 MHz. The output frequency range of the DDS signal is 0.058 2 Hz～100 kHz， and the minimum frequency can reach up to 0.058 2 Hz. The experimental results show that all signals generated by the signal generator have good stability and high precision， and the generator is suitable for various fields.
Keywords： signal generator； frequency division technology； pulse signal； FPGA； DDS
0 引 言
在光纤传感与光纤通信技术中，常需要对在光纤中传输的光载波信号做相应的调制处理以便能在信号接收端接收到按一定规律变化的光信号，以便有利于在信号接收端容易进行信号解调。例如，在分布式光纤传感技术中，常需要在AOM或EOM的射频端加载脉冲调制信号对窄线宽激光器输出的连续激光做脉冲宽度调制以便获得脉冲激励光信号[1?2]；此外，在光纤通信领域的信道监测技术中，常需要在发射机发出的信号上叠加一个小幅度的低频正弦信号作为标记，对于不同的信道采用不同的调制频率，通过在各中继端检测不同频率的调制信号辨别相应光信号的功率电平变化[3?4]。
然而，无论是对在光纤中传输的光载波做相应的信号调制处理，还是对相关的调制器加载驱动信号以使调制器正常工作，都必须解决调制信号和驱动信号的产生问题，尤其是产生稳定性好、高精度以及频率和幅度等参数可调的各种脉冲信号、正弦信号、锯齿波和方波等调制和驱动信号，对在信号接收端做信号的接收、转换与解调处理至关重要。而传统的信号发生设备往往功能单一、可产生的信号类型少或者仪器体积大而笨重且价格昂贵、使用环境受限制。鉴于近年来蓬勃发展的FPGA器件具有低成本、高度集成化与小型化、灵活的接口方式和控制方式、高速的运算能力和高性能等优势，采用FPGA为硬件平台，借助Quartus Ⅱ开发软件和Verilog HDL硬件描述语言设计信号发生器更显灵活和方便，且可用于多种工作场合，同时也缩减了相应仪器的体积和成本[5?6]。
1 多功能信号发生器的总体设计
该多功能信号发生器是基于FPGA设计的，以Altera公司生产的CYCLONEⅣE系列 EP4CE15F17C8芯片为设计核心，在QuartusⅡ13.0开发环境下采用Verilog HDL硬件描述语言编写模块化程序设计和实现各模块化电路。信号发生器的基本功能是能够产生任意中低频调制信号和驱动信号，并能同时输出一种脉冲信号和一种DDS信号及直流信号，脉冲信号的类型、重复频率、脉冲宽度和DDS信号的类型、输出频率、相位、幅值以及是否产生并输出直流信号都可通过键控方式调节。设计方案中同时应用分频技术和DDS技术可产生单脉冲信号、双脉冲信号、直流信号及各种形式的DDS信号，脉冲信号的脉冲宽度能分别以4 ns和5 ns为最小步进量进行键控调节；直流信号则通过让FPGA的外部引脚按实际需要持续输出高电平获得，并通过外接可调放大电路对直流电压信号进行幅值调节；DDS信号则通过外接12位D/A转换器和低通滤波器进行D/A转换和滤波处理后输出模拟波形。多功能信号发生器的结构框图如图1所示。
2 主要组成电路
该信号发生器主要由晶振单元电路、PLL倍频电路、键控模块、直流信号产生电路、脉冲信号产生电路、DDS信号发生模块以及外接的直流信号滤波放大电路、脉冲信号滤波放大电路、D/A转换器和低通滤波器构成，其中PLL倍频电路、键控模块、直流信号产生电路、脉冲信号产生电路、DDS信号发生模块及D/A转换器的驱动电路是基于FPGA设计的。
2.1 PLL倍频电路
为了达到设计要求和设计目标，以FPGA开发板上的晶振电路输出的50 MHz时钟信号为基准时钟，在QuartusⅡ13.0开发环境下编程设计PLL倍频电路模块，并调用PLL宏功能模块进行倍频参数设置，实验中对50 MHz的晶振时钟信号同时做4倍频和5倍频处理以便同时获得200 MHz和250 MHz的参考时钟信号，对其做时序约束处理后将250 MHz的倍频时钟信号同时作为键控模块、直流信号产生电路、DDS信号发生模块和D/A转换器的参考输入时钟信号，而将250 MHz和200 MHz两个倍频时钟信号同时作为脉冲信号产生电路的输入时钟信号，其对应的最小时钟周期分别为4 ns和5 ns。
2.2 键控模块
键控模块主要包括按键滤抖电路和按键编码电路，其目的是对FPGA开发板上的按键资源进行抖动消除和按键的功能编码，以便能通过按键对FPGA输出的脉冲信号和DDS信号进行各参数的调节控制，以及控制直流信号产生电路是否产生并输出直流信号。按键滤抖电路以PLL倍频电路输出的250 MHz倍频时钟信号作为输入参考时钟，并以计数器对该参考时钟信号的时钟周期进行计数延时的方式完成按键的抖动滤除。各按键滤抖后再对其进行功能编码，使各按键在单击时分别调节DDS信号的波形、输出频率、相位和幅值参数及直流信号的产生与输出，按键长按时调节脉冲信号的类型、脉冲宽度和重复频率。
2.3 直流信号产生电路及其放大电路
PLL倍频电路输出的250 MHz倍频信号用作直流信号产生电路的参考输入时钟信号，在此倍频时钟信号的作用下，被指定的FPGA输出管脚在直流信号控制键允许输出直流电压信号的状态下将会连续地输出逻辑高电平，从而将FPGA内部集成电路的3.3 V?LVTTL电平信号转换成稳定的直流电压信号输出，通过外接可调放大电路对此直流电压信号进行电压幅值的连续调节。直流信号放大电路选用ADI公司的低噪声、低漂移、高精度OP37G集成运放芯片，采用±18 V直流电源供电，采用同相比例放大电路对FPGA输出的直流电压信号进行放大。直流信号放大电路的电路原理图如图2所示。
由式（4）可知，调节的阻值便可改变直流电压的放大倍数，调节的阻值亦可改变输出直流电压的幅度。实验中采用±18 V直流电源电压供电时，运放电路实际输出的直流电压值为0～16 V可调。在直流放大电路输出端设置固定电阻和可调电阻不仅在同相放大电路中实现了输出电压从零到最大值全域可调的目的，同时也能在运放电路的输出端起到限流及分压的作用。
2.4 脉冲信号产生电路
脉冲信号产生电路以PLL倍频电路输出的250 MHz和200 MHz两路倍频时钟信号同时作为输入参考时钟信号，采用分频技术对两路参考时钟信号进行分频，以获得重复频率和脉冲宽度均可键控调节的单脉冲信号及重复频率、双脉冲宽度与双脉冲间距均可键控调节的双脉冲信号。分频技术的核心是利用计数器对参考时钟信号的时钟周期进行计数，使分频电路按实际需要的重复频率和脉冲宽度输出相应的高电平。单脉冲信号的脉冲宽度通过下式确定：
式中：与同式（5）；为分频计数器的初始计数值；为脉冲信号的重复频率调节参数且为整数且为自然数，重复频率的最小步进量与和有关，越大且越小，则重复频率的最小步进量越小，重复频率的单位为MHz。在确定时，当取时，重复频率向逐渐增大的趋势调节，当取时，重复频率向逐渐减小的趋势调节。
对于双脉冲信号的获取，当倍频系数取5时，同时采用两个计数器对250 MHz倍频信号的时钟周期进行计数并输出两路单脉冲信号，其中一个计数器在倍频时钟的上升沿开始计数，另一个计数器则在倍频时钟的下降沿开始计数，使两个计数器的计数周期相同但让两路单脉冲信号在不同的时钟位置处输出高电平且两路单脉冲信号的脉宽相同，再将两路单脉冲信号进行或逻辑运算；当倍频系数取4时，只用一个计数器对倍频信号的时钟周期进行计数，并使其在两个不同的时钟位置处输出高电平并让两个高电平所占的时钟周期相等，对两个不同倍频系数的倍频时钟信号的切换则通过按键控制实现。实验中为保证脉冲信号具有较高的保真度[7?8]，双脉冲信号的两个近邻单脉冲之间的时间间隔需不低于10 ns且可调节。双脉冲信号的两个近邻单脉冲宽度同样可由式（5）确定，而二者之间的时间间隔则由下式确定：
式中：参数同式（5）；为双脉冲信号的两个近邻单脉冲之间的间距调节次数；的单位为ns，其最小步进量依而定，分别为4 ns和5 ns。双脉冲信号的远邻重复频率同样可由式（5）确定。
经过FPGA管脚直接输出的脉冲信号在未做信号处理时，往往伴随有超限噪声、下过冲和振铃[9]，且脉冲信号的幅值通常较小，常常不能直接将其用作调制信号，因此，需要对脉冲信号进行滤波和放大处理。实验中选用TI公司的THS3001C运放芯片设计脉冲信号放大电路，它是一款-3 dB带宽为420 MHz、具有6 500 V/μs的电压转换速率、差分增益误差低于0.01%的高精度、高速和大带宽的电流负反馈式运算放大芯片，经过以此芯片为核心设计的信号滤波放大电路处理后，脉冲信号的超限噪声、下过冲及振铃均可被有效抑制，且脉冲信号的峰值将被适当放大以满足使用要求。
2.5 DDS信号发生模块
2.5.1 DDS的基本原理
DDS信号发生模块是基于直接数字频率合成技术（Direct Digital Frequency Synthesis，DDS），利用全数字的方法先产生和频率相对应的波形相位量化序列，再完成相位到幅度的转换，对DDS信号发生模块输出的数据进行D/A转换并由低通滤波器滤波后输出期望的模拟波形[10?11]。
DDS信号发生模块主要由位的相位累加器、相位调整器、波形选择器、ROM波形存储表和乘法器构成，其中，DDS信号发生模块以相位累加器为核心，用于接收频率控制字及反馈值并完成相位累加运算，它由位的加法器和位的寄存器构成[12?13]。DDS信号发生模块的结构示意图如图3所示。
2.5.2 DDS信号发生模块的工作过程
相位累加器的加法器接收到当前参考时钟作用下的频率控制字时，将其与相位累加器在上一个参考时钟作用下产生并输出的相位数据进行累加运算，在参考时钟作用下，运算结果一方面被再次反馈到相位累加器的加法器输入端用作下一个参考时钟周期下的相位数据输入量继续和频率控制字做线性累加，相位累加器加满时便产生一次溢出形成一个周期，此周期就是DDS合成信号的一个周期。另一方面，相位累加器每次输出的运算结果也将作为相位调整器的输入量之一，当有相位调整字输入相位调整器时，相位调整器将二者进行加法运算并截取其运算结果的高位作为ROM波形表的取样地址，每个ROM波形存储表中存有一个完整波形的幅值信息，因此，通过地址寻址方式对ROM表进行查表即可从ROM波形数据表中读出相应的波形数据，从而完成波形相位到幅值的转换，通过D/A转换器对读出的波形数据进行数模转换后输出阶梯波形，为提高模拟信号波形的幅度精度，实验中选用TI公司的12位宽的TLV5618芯片，其波形幅度分辨率可达D/A转换器输出的阶梯波形经过低通滤波器平滑滤波输出期望的模拟波形。
2.5.3 DDS信号的频率扫描
相位累加器将接收到的相位增量作为步长进行相位的线性累加，而相位增量的量化值又决定了DDS信号的输出频率，因此，相位增量也被称作DDS信号的频率控制字，频率控制字和DDS信号的输出频率之间呈简单的线性关系：
式中为DDS信号的最小输出频率，即频率分辨率，因此，实验中DDS信号的最小输出频率可达0.058 2 Hz。DDS信号的输出频率通过键控模块中的频率控制键进行调节。
2.5.4 DDS信号相位、波形及幅值的改变
DDS信号输出相位的改变通过位的相位调整器实现，相位调整器将位相位累加器输出的高位数据和输入的位相位控制字做加法运算，再将此运算结果重新作为ROM波形存储表的采样地址对ROM波形存储表进行查找即可；DDS信号波形的切换则通过编写程序设计状态机的方式在ROM查找表的前面设置一个波形选择器即可实现；对波形幅值的改变则通过在ROM查找表后设置一个乘法器，对ROM表中读出的波形数据按比例做行缩减即可实现。
3 实验结果
4 结 语
本文以FPGA为硬件平台设计多用途信号发生器，不仅设计方式更为灵活，结合分频技术和DDS技术可同时输出直流信号和一种脉宽及重复频率可调的脉冲信号以及一种波形、相位、频率及幅值均可调的DDS信号，该信号发生器输出的各种信号稳定可靠、精度高，尤其适合在光纤传感及光纤通信系统中作为调制信号及驱动信号使用，且可用于多种工作场合，同时也缩减了相应仪器的体积和成本。
注：本文通讯作者为万生鹏。
参考文献
[1] 胡佳成，陈福昌，林尊琪.基于布里渊光时域反射的分布式光纤传感入侵定位检测系统[J].光电子・激光，2012，23（5）：944?949.
[2] 张旭苹.全分布式光纤传感技术[M].北京：科学出版社，2013.
[3] 杨东，蒋华勤.WDM在光纤通信实验中的设计与实现[J].实验室研究与探索，2014，33（6）：36?39.
[4] 杨英杰，赵小兰.光纤通信原理及应用[M].北京：电子工业出版社，2011.
[5] ATHANAS P， CUMPLIDO R， FEREGRINO?URIBE C， et al. Introduction to special issue on FPGA devices and applications [J]. Microprocessors and microsystems， 2014， 38（8）： 843?844.
[6] 杨海钢，孙嘉斌，王慰.FPGA器件设计技术发展综述[J].电子与信息学报，2010，32（3）：714?723.
[7] 郭利文，邓月明，莫晓山.FPGA/CPLD的管脚设置对信号完整性的影响分析研究[J].现代电子技术，2015，38（17）：61?64.
[8] ZHANG H Q， KROOSWYK S， OU J. PCB design for signal integrity [M]// MITZNER K. High speed digital design. Amsterdam： Elsevier， 2015： 27?39.
[9] 佟星元，朱樟明，杨银堂，等.信号完整性设计中的抖动与振铃消除技术[J].西安电子科技大学学报（自然科学版），2012，39（6）：136?140.
[10] 杨东霞，巨永锋.基于FPGA和DDS的数字调制信号发生器设计与实现[J].电子设计工程，2013，21（6）：90?93.
[11] SHI Yanbin， GUO Jian， CUI Ning. High precision digital frequency signal source based on FPGA [J]. Physics procedia， 2012， 25（27）： 1342?1347.
